Berechnen eines Verstärkers

[richi44]

Ohne rechnen geht nichts!

In der Nachbarabteilung habe ich einen Verstärker mit IC und Transistoren eingestellt, eigentlich als Denkanstoss, wie man etwas bauen könnte. Nun fehlen da aber eigentlich noch die Grundlagen, wie man so einen Verstärker (oder etwas ähnliches) berechnet.
Nehmen wir als Basis mal den vorgestellten Treiber-IC. Dann brauchen wir uns nämlich erst mal nicht um dessen Funktionen zu kümmern, sondern befassen uns lediglich mit den Endtransistoren und ihrer Umgebung.

Grundsätzliches zum Transistor
Ein Transistor ist eine weitgehend krumme Angelegenheit. Ein Transistor ist stark temperaturabhängig, sodass sein Arbeitspunkt stabilisiert werden muss. Ein Transistor braucht eine Vorspannung in Leitrichtung, damit überhaupt etwas passiert. Ein Transistor braucht aber nicht nur die Vorspannung, sondern auch einen Strom, weil er ja die Vorspannung nicht in Sperrrichtung bekommt wie eine Röhre, sondern in Leitrichtung. Ein Transistor hat folglich eine Stromverstärkung, die besagt, wie gross der Ausgangsstrom (Kollektorstrom) bei einem bestimmten Eingangsstrom (Basisstrom) wird. Würde man einen Transistor stromsteuern, so wäre seine Funktion nicht krumm. Die Kollektorspannung hat nur geringen Einfluss auf den Kollektorstrom. Ein Transistor vermag nur innerhalb seiner Grenzwerte zu arbeiten. Werden diese überschritten, ist schlagartig aus.

Wenn wir dies mal als gegeben annehmen, so wird klar, dass ein Transistor bei Spannungsansteuerung Verzerrungen liefert. Es gibt aber gewisse Tricks (das habe ich in meinen „Gedanken zum Verstärker“ dargestellt) wie Gegenkopplung oder Schaltungskonzepte diese Verzerrungen zu verringern.

Hier mal eine Prinzipschaltung
   
Wir haben hier zwei Endtransistoren, zwei Basiswiderstände und einen variablen Widerstand, sowie einen Elko und einen Treiber-Verstärker. Ausserdem haben wir eine Speisung von plus und minus 10V. Und wir gehen mal von einem angeschlossenen Lautsprecher von 4 Ohm aus.
Ohne auf die Transistoren und die übrigen Bauteile näher einzugehen können wir mal ausrechnen, welche maximale Leistung (RMS) wir erwarten könnten:
Die Ausgangsspannung kann sicher nicht grösser werden als die Speisespannung, also +/-10V oder 20V SS (Spitze/Spitze). Und 20V an 4 Ohm ergibt 5A Strom SS. Die Leistung ist U x I, also Spannung mal Strom, also 100W SS. Nun hören wir aber nicht Spitze/Spitze, sondern effektiv. Die Effektivspannung wäre 1:Wurzel 2 mal der Spitzenspannung und bei USS wären dies dann halt 1:2x Wurzel 2 USS. Und genau so beim Strom. Also wäre die Effektivleistung USS:2 (=US) x 1:Wurzel 2 = Ueff mal ISS:2 (=IS) x 1:Wurzel 2 = Ieff. Und etwas vereinfacht ist dies 2 (aus USS zu US) mal 2 (aus ISS zu IS) mal W2 aus US mal W2 aus IS = 2x2x2. Also wird die Effektivleistung USS mal ISS : 8 = 12,5W
Dies ist die maximal erreichbare Effektivleistung dieser Schaltung bei den Vorgaben bezüglich Speisung und Lastimpedanz.

Jetzt könnten wir uns mal überlegen, was wir da für Transistoren bräuchten. Aber zuerst müssen wir uns überlegen, was an den Transistoren passiert. Wir können mal davon ausgehen, dass die Basisspannungen nicht höher werden können als die Speisung ist, sofern der Treiber an der selben Speisung betrieben wird. Die Basen können also im Maximum +/-10V werden.
   
Wenn wir uns diese prinzipielle Grafik anschauen und wissen, dass in der Horizontalen die Basisspannung (Ube) aufgetragen ist, in der Vertikalen der Kollektorstrom (Ic), so sehen wir, dass eine Minimal-Basisspannung nötig ist, damit etwas passiert.
Nehmen wir nun mal an, dass die Basis des oberen Transistors auf +10V liegt, weil der Treiber uns diese Spannung liefert, so kann der Emitter dieses Transistors garantiert nicht bei 10V sein, sondern irgendwo zwischen 9,3 und 9,5V im besten Fall.
http://www.datasheetcatalog.org/datashee...BD244A.pdf
Jetzt aber das nächste Problem: Um leiten zu können braucht unser Transistor eine Minimalspannung zwischen Kollektor und Emitter. Und um dies mit maximaler Wirkung zu tun, muss der Basisstrom entsprechend hoch sein und dies erfordert eine bestimmte Ube, die deutlich höher ist als die vorher angeführten 0,7V.
   
Angenommen, wir hätten den Maximalstrom von 2,5A (rot) so würde die Kollektor-Emitterspannung rund 0,3V werden (blau), die Basisspannung wäre bei gut 1V (grün), also müssten wir mit einem Spannungsabfall am Transistor von 1,3V rechnen und das bei einem Basisstrom von 10% von Ic, also 250mA.
Dies ergäbe im besten Fall noch eine Ausgangsleistung von etwa 9,5W. Und wie gesagt müsste der Treiber 250mA liefern können und dies bei den vollen plus oder minus 10V.

Bevor wir hier weiter rechnen einfach mal eine Überlegung: Man kann natürlich aus den Spannungsvorgaben die effektive Leistung berechnen und die Mindestdaten der Transistoren bestimmen. Man kann aber auch den umgekehrten Weg gehen und zuerst die Leistung festlegen, dann daraus die minimale Ausgangsspannung und den nötigen Strom berechnen, der für diese Leistung nötig ist. Dann lassen sich damit die Minimalforderungen an die Transistoren bestimmen und mit deren Daten letztlich die Betriebsspannung berechnen und auch die Anforderungen an den Treiber. Dies alles ergibt zum Schluss die Anforderungen, die wir an den Treiber und somit die ganze vorgeschaltete Verstärkerstufe stellen.

Aber bleiben wir vorerst bei dem Beispiel:
Ich habe hier die BD243 und BD244 als Endtransistoren gewählt. Schauen wir mal weiter, was wir bei den gewählten Transistoren noch beachten müssen.
Den Maximalstrom des Transistors werden wir nicht überschreiten, denn die 6A Dauer und 10A Spitze erreichen wir nicht. Ebenso ist die Speisespannung keine Frage, denn unser Ding verkraftet in der tiefsten Version 45V. Die Spannungsfestigkeit muss in jedem Fall höher sein als die doppelte maximale Betriebsspannung. Dies einfach darum, weil ja im Extremfall der eine Transistor voll leiten könnte, also am Emitter (wenn keine Last dran hängt) die volle Betriebsspannung ausgeben würde, während der andere Transistor voll sperrt und damit an seinem Emitter die Betriebsspannung des anderen ansteht, hier also total 20V. Dies ist hier aber auch kein Problem.
Für die folgende Überlegung gehen wir einfach mal davon aus, dass der Transistor jeweils voll durchschalten könnte, also ohne irgendwelchen Spannungsverlust. Wir könnten die Sache also mit einem Schalter vergleichen, der drei Stellungen hat, nämlich Verbindung nach Plus, keine Verbindung in der Mittelstellung und Verbindung nach Minus.

Stellen wir uns mal diese Schaltung vor, so wird klar, dass in der oberen Stellung über dem oberen Kontakt keine Spannung zu messen ist, wohl aber ein Strom (durch die Last). In der Mittelstellung messen wir keinen Strom, wohl aber je die Betriebsspannung. Und in der unteren Stellung haben wir wieder den Strom, aber über dem unteren Kontakt keine Spannung. Die Leistung, welche der Schalter erbringen muss ist NULL!
In der AUS-Position haben wir zwar Spannungen, aber keinen Strom. Und Leistung ist Spannung mal Strom. Und etwas mal Null ergibt Null. Und in den EIN-Stellungen haben wir zwar einen Strom durch den geschlossenen Kontakt, aber keine Spannung über ihm, also wieder etwas mal Null = Null.
Am Transistor ist dies erstens mal anders, denn wir haben gesehen, dass bei voller Ansteuerung eine Spannung von 1,3V bleibt, bei einem Strom von nicht mehr ganz 2,5A. Im Maximum bleibt somit eine Leistung an ihm von 3W. Weiter wissen wir, dass wir um die Verzerrungen etwas zu mindern einen Ruhestrom von rund 0,05A bei 10V haben müssen. Dies wäre ebenfalls 0,5W. Aber wir haben ja nicht nur den Extremfall volle Leitung und Unterbruch, sondern auch irgendwelche Zwischenwerte. Und gehen wir nochmals von den verlustfreien 10V aus, so wären dies die Spitzenwerte. Der „Mittelwert“ läge (1 : Wurzel 2) bei 7,07V am Ausgang bezw. 2,93V über dem Transistor und dies bei einem Strom von 1,77A. An der Last hätten wir 70,7% Spannung und 70,7% Strom, was einer Leistung von 50% der Maximalleistung entspricht. Am Transistor kämen wir auf einen Strom von 70,7% und eine Spannung von 29,3%, also eine Leistung von gut 20%. Oder direkt ausgedrückt hätte der Transistor eine Leistung von knapp 5,2W zu verkraften.
Rechnen wir mal damit, dass der Transistor so angesteuert wird, dass die halbe Spannung am Ausgang steht (5V), so fliesst ein Strom von 1,25A, macht eine Ausgangsleistung von 6,25W und genau dieses liegt auch am Transistor.
Und die nächste Rechnung wäre bei 30% Spannung (3V). Dann wäre der Strom 0,75A, die Ausgangsleistung 2,25W und die Verlustleistung am Transistor 5,25W. Und zu alledem kommt noch die Belastung durch den Ruhestrom hinzu, was ja auch nochmals 0,5W bedeutet.

Jetzt ist aber Tatsache, dass bei einer Gegentaktstufe die Leistung auf die beiden Transistoren aufgeteilt wird, ausser der Ruheleistung, die immer für beide anfällt. Wenn wir also bei einem Transistor mit einer Leistung von (die obigen Werte im Durchschnitt) 5.6W ausgehen, so können wir diesen Wert halbieren, weil er für beide gerechnet war. Macht also 2,8W. Hinzu noch die 0,5W Dauerleistung, macht eine maximale Belastung von 3,3W.

Jetzt ist unser Transistor nicht dafür vorgesehen, ungekühlt zu arbeiten, sondern man montiert ihn auf einem Kühlkörper. Die Frage ist, was dieser können muss.
   
Neben dieser Grafik gibt es noch den Hinweis, dass der Transistor selbst eine Wärmeableitung von 1,92 Grad pro Watt besitze.
Und weil die Grafik bei 150 Grad endet bedeutet dies, dass der Transistor innen nicht wärmer als 150 Grad werden darf.
Das andere Ende ist bei 65W. Rechnet man, wie heiss der Transistor bei 65W im Innern wird, so ist bei einer Umgebungstemperatur (Temp. der Transistor-Montagefläche) von 25 Grad das Maximum erreicht.

Wir könnten uns überlegen, ob es da überhaupt einen Kühlkörper braucht? Wir gehen von einer Leistung von 3,3W aus und knapp 2 Grad pro Watt, macht eine Temperatursteigerung von 6,5 Grad. Das bedeutet, dass wir diese Endstufe eigentlich ohne Kühlkörper betreiben könnten. Es gibt da aber ein kleines Problem: Ich habe gesagt, dass der Transistor einen Temperaturgang hat. Je wärmer er wird, umso höher wird sein Kollektorstrom bei gleicher Basisspannung. Ohne irgend eine Stabilisierung wird also mit Sicherheit durch den Temperaturanstieg um die 6,5 Grad der Strom zunehmen, was eine weitere Erwärmung zur Folge hat und somit rauscht die Temperatur in die Höhe und der Transi zerplatzt.
Nun habe ich in der Basisspannungsschaltung einen veränderlichen Widerstand eingefügt. Dies ist ein NTC, also ein Widerstand, dessen Wert mit steigender Temperatur abnimmt. Damit wird die Temperatur prinzipiell stabil gehalten. Dies geht aber nur, wenn der NTC direkt am Transistor sitzt. Und es geht nur, wenn die Transistoren gegenseitig genau identisch sind, also keinerlei Kennlinienabweichung aufweisen. Sind die Transistoren auf einem Kühlblock montiert, so verteilt sich die Wärme, die Reaktion des NTC erfolgt nicht nur auf die Wärme eines Transistors sondern auf beide und es ist auch möglich die Temperaturüberwachung zu verbessern. Weiter kann ein Verstärker mit Kühlkörper kurzzeitig eine höhere Leistung bringen, weil der Kühlkörper relativ träge reagiert und somit die Temperatur langsam ansteigt.
Was nach wie vor bleibt ist der im Extremfall hohe Basisstrom und der Spannungsabfall an den Transistoren.
Und zu erwähnen ist, dass man zum Ausgleich der Toleranzen üblicherweise Emitterwiderstände einbaut, welche einen weiteren Spannungs- und Leistungsverlust von 0,6V bezw. 1,2W führt



Alternative

Wie bereits erwähnt kann ich die Sache aber auch anders rum betrachten und berechnen. Und um den Vergleich aufrecht zu erhalten bleibe ich grad mal bei diesen Transistoren.
Die Grenzwerte sind Peakstrom 10A, Nennstrom 6A, Leistung 65W und maximale Spannung (je nach Ausführung) bis 100V.

Wenn ich mir das Ganze so betrachte, so ist sicher der Strom in Verbindung mit einer Minimallast von 3 Ohm (kann bei 4 Ohm-Boxen vorkommen) das Killer-Kriterium. Die Ausgangsspannung sollte daher bei etwa 24V maximal liegen.
Jetzt verwenden wir bei diesem Verstärker Emitterwiderstände von 0,33 Ohm, was einen Spannungsverlust von 2,64V bedeutet. Weiter betrachten wir nochmals das „ON“-Diagramm. Wenn wir da nicht bei unsäglich hohen Basisströmen landen wollen, müssen wir dem Transistor mindestens 5V Restspannung zugestehen. Das bedeutet, dass die Speisespannung je mindestens 32V sein muss. Am Ausgang erwarten wirwie gesagt Peak 24V. Dies ergäbe bei 4 Ohm eine Nennleistung von (48VSS : 4)x(48 : 8) = 72W.

Nehmen wir nun einen Ruhestrom von 50mA bei 32V Speisung so ist die Ruheleistung 1,6W pro Transistor. Die maximale Verlusleistung wäre (peak) 80W, geteilt durch 2 macht 40W plus Ruhe macht 41.6W. Daraus würde im Idealfall eine maximale Temperatur von 70 Grad resultieren. Ein Kühlkörper müsste demnach aus (2 x Transistor-Verlustleistung) 83,2W 45 Grad Erwärmung erlauben, wenn die Umgebung nie wärmer als 25 Grad wird. Gehen wir von möglichen Sommertemperaturen von 40 Grad aus, so wäre die tolerierte Erwärmung noch 30 Grad, was einer Wärmeableitung des Kühlkörpers von (30 : 83,2 =) 0,36 Grad / W entspricht. Dieser würde schon so 15 max 25 mal 5cm gross, pro Kanal!!

Wir sehen also, wir können mit diesem Transistor die Grenze des Stroms kaum ausnützen, weil wir sonst mit der Belastbarkeit an Grenzen stossen.

Gehen wir zurück auf einen Peakstrom von 6A an 3 Ohm, so bekommen wir eine Ausgangsspannung von 20V peak und damit +/-25V Speisung.
Die Nennleistung wird damit 50W an 4 Ohm, die Ruheleistung 1,25W und die maximale Verlustleistung käme auf rund 26W herunter. Rechnen wir mit einer maximalen Temperatur des Kühlkörpers von 70 Grad (der Transistor dürfte 100Grad werden), so müssten wir mit 52W 45 Grad vernichten. Dies ergäbe also 0,86 Grad / W.
   
Mit 10 x 12,5 x 5cm ist dieses Ding nun wirklich noch „gangbar“.

Damit ist eigentlich aufgezeigt, was so an den Endtransistoren zu beachten ist. Dies ist aber noch nicht das Ende, sondern es geht weiter. Wir müssen ja auch berechnen, wie die Treiberstufe aussehen muss. Und wir können allenfalls Alternativen überlegen, um das Problem der hohen Basisspannungen (über der Emitterspannung) zu lösen. Und letztlich muss auch noch eine Speisung zusammengerechnet werden, welche die Endstufen zu treiben vermag...

[Ruffy]

da bleibt keine weitere Frage offen

Ich will bei dir in die Lehre

[richi44]

da bleibt keine weitere Frage offen

Ich will bei dir in die Lehre

a) Da kommt noch einiges, nur Geduld!

b) was willst Du bei mir lernen? Wie man als Rentner den Tag verbringt? Schätze mal, das dauert bei Dir noch eine Weile, bis es so weit ist...

[Ruffy]

Die ganze Technik ist bei mir noch ausbaubedürftig, evtl. trifft man sich ja mal irgendwo. Alles was ich in technischen Bereichen zustande bringe entstand aus "learning by doing" und dem Lesen einiger Bücher.

Jemanden der mich tiefer in die Thematik führen kann suche ich tatsächlich schon länger.

[richi44]

Nochmals eine kurze Zusammenfassung dessen, was wir bisher ausgerechnet haben:

Wir haben gesehen, dass wir an den Endtransistoren den maximalen Strom beachten müssen. Und zwar vorteilhafterweise den Dauerstrom, obwohl wir ja erstens einen kurzzeitigen Strom haben und dies auch nur bei jeder zweiten Halbwelle, dank Gegentakt. Aber es ist definiert, wie der Spitzenstrom zu messen ist und das Tonsignal kümmert sich recht wenig um diese Messmethode. Wenn also 10A Spitze und 6A Dauer angegeben wird, dann werden wir tunlichst 8A (Durchschnitt) im Maximum nicht überschreiten.

Als zweites ist die maximale Leistung zu beachten, welche dem Transistor zugemutet werden kann. Und dabei ist zu berücksichtigen, dass die angegebene Leistung bei einer Gehäusetemperatur von 25 Grad gilt. Wenn da also steht: 65W so ist es in der Praxis nicht möglich, diese Leistung auszunützen. Wir können ja nicht wirklich sicherstellen, dass der Kühlkörper das Transistorgehäuse auf dieser Temperatur halten kann, wenn es im Raum schon über 25 Grad warm wird. Wir können daher erst mal eine Maximaltemperatur festlegen, die wir dem Transistor zumuten wollen. Dann können wir auf der Kennlinie ablesen, welche Belastung bei dieser Temperatur möglich ist. Und da können wir den halben Spitzenstrom annehmen und die halbe Betriebsspannung, zuzüglich dem Spannungsabfall (mindestens 5V). Das ergibt die Leistung, die der Transistor zu übernehmen hat. Da dies ja nur in einer Halbwelle der Fall ist (in der nächsten ist der andere Transistor dran), kann das Ergebnis durch 2 geteilt werden. Nun ist das Resultat noch ohne die Dauerlast durch den Ruhestrom gerechnet, was ja auch noch zu berücksichtigen ist.
Aus diesen Werten bekommen wir also eine Leistung, die im Maximum am Transistor in Wärme umgesetzt und diese wieder abgeführt werden muss. Weiter haben wir eine Höchsttemperatur (70Grad) angenommen und gehen von einer Umgebungstemperatur (40 Grad?) aus. Die Differenz ist jene Temperatur-„Menge“, welche der Kühlkörper bei der angegebenen Leistung an die Umgebung abgeben muss. Das könnte also 30 Grad und 40 Watt sein.
Da beide Transistoren auf dem selben Kühlkörper sitzen, muss er auch beide Leistungen übernehmen, also 30 Grad bei 80 Watt. Das ergibt eine Angabe in „Grad / Watt“, also 30 : 80 = 0,375. Wir brauchen folglich im Minimum einen solchen     Kühlkörper (20 x 30cm), für die angegebenen Temperaturen und Leistungen, wobei ein grösserer Kühlkörper mehr Wärme abführt und damit eine kleinere Zahl bekommt.
Man kann hier noch erwähnen, dass ein Heimverstärker, wenn er noch über eine Thermoüberwachung verfügt, kleinere Kühlkörper besitzen darf als Beschallungsdinger. Im Heim wird eine vernünftige Lautstärke nur selten und kurzzeitig überschritten. Damit ist ein Stereoverstärker meist nur mit 0,1 bis 5W pro Kanal gefordert. Und das bedeutet, dass er sich entsprechend wenig erwärmt. Und die kurzen „Exzesse“ vermögen ihn nicht nennenswert aufzuheizen. Ein Beschallungsverstärker ist auf eine bestimmte Leistung berechnet und eingesetzt und diese Leistung wird auch mehr oder weniger konstant gefordert. Da gibt es kaum längere Pausen, in welchen er abkühlen könnte.

Das Dritte ist die Maximalspannung. Und da haben wir im Ruhefall ja nur die eigene Speisung von (angenommen) maximal 50V. Wenn aber die Transistoren ausgesteuert werden, so können da am Emitter die Betriebsspannung des anderen anliegen, am Kollektor aber die eigene Spannung, sodass die Spannung, die der Transistor vertragen muss der Summe beider Betriebsspannungen entsprechen kann.
Und wir können zwar davon ausgehen, dass am Transistor immer eine Restspannung stehen bleibt, wenn er unter Last leitet. Damit wird die Spannung am zweiten, sperrenden Transistor nicht ganz so gross. Ausserdem bricht die Betriebsspannung unter Last etwas zusammen, abhängig von den verwendeten Bauteilen in der Stromversorgung.
Aber: Es kann ja sein, dass die Endstufe ohne Last betrieben wird (Kopfhörer). Dann gibt es praktisch keine Restspannung am leitenden Transistor, weiter bricht die Speisung nicht ein und wir müssen noch mit einer möglicherweise 10%igen Netz-Überspannung rechnen. Und letztlich sind die Trafodaten, also die Spannungsangaben auf die Nennleistung bezogen. Im Leerlauf kann diese um 5 bis 20% höher sein.
Wenn wir also einen Transistor mit maximal 100V Uce haben, so müssen wir die Trafo-Überhöhung berücksichtigen, wie auch die mögliche Netzüberspannung. Und unter dieser Berücksichtigung darf die Speisung MAXIMAL 2 x 50V betragen! (für die gewählten BD243/244).
Also wird die Trafospannung (10% Leerlauf-Überhöhung, 10% Netzüberspannung) Spitze nur 50V sein dürfen, was einer gemessenen Effektivspannung von 35V entspricht. Und rechnen wir nun die Überhöhung und Überspannung hinzu, so darf die angeschriebene Nennspannung des Trafos nur bei 28V liegen. Wir könnten da noch den Spannungsabfall an den Gleichrichterdioden einbeziehen, aber diese liegen bei rund 2 x 0,7V, was nicht wirklich zu Buche schlägt.

Jetzt haben wir eine Wechselspannung von 28V angenommen, um im extremsten Fall die 50V Gleichspannung nicht zu überschreiten. Rechnen wir aber mal aus, was wir mit diesen 28V unter Last für eine Betriebsspannung maximal erreichen: Das wären 1,414 mal 28V. So hoch können sich die Elkos aufladen, also auf (39,6V abzüglich 1,4V für die Dioden) 2 x 38,2V. Und jetzt rechnen wir für jeden Transistor noch eine Restspannung, die er braucht und nehmen da mal 5,2V an, dann bleibt eine maximale Steuerspannung am Ausgang von +/-33V oder 66VSS.
Gehen wir von einem 4-Ohm-Lautsprecher aus, so ergäbe dies einen SS-Strom von 16,5A (also 8,25A pro Transistor, was mit dem BD243/244 gerade noch zu schaffen wäre). Die SS-Leistung wäre demnach 66 x 16,5 = 1089W, was effektiven (: 8) 136W entsprechen würde. Das werden wir mit diesen Transistoren, die ja gerade mal 65W vertragen, nicht schaffen, wenn wir eine Umgebungstemperatur von 40 Grad als möglich annehmen.


Und es gibt noch einen Grund, warum wir dies nicht schaffen, das ist das Netzteil selbst. Und damit zu den neuen Berechnungen:
   
Hier ein „Netzsinus“ mit 50Hz (2 komplette Sinuszüge) wie er am Netztrafo an der 28V Wicklung ansteht.

Und so sieht die Sache nach dem Gleichrichter aus (schwarz):
   
Wenn der komplette Zug 50Hz Frequenz dargestellt hat (entsprechend Zykluslänge von 20mS), so haben wir dank des „Umklappens“ der negativen Halbwellen jetzt eine Wiederholung von 100Hz, entsprechend einer Zykluslänge von 10mS oder anders gesagt, die Elkosladung wiederholt sich alle 10mS, unabhängig vom Tonsignal.

Betrachten wir mal die farbigen Markierungen, so sehen wir den rot gestrichelten Teil. Dies wäre die erste Einschaltung und da wird der Elko geladen. Dies geschieht, solange die Gleichrichterdiode leitet. Und dies wiederum ist dann der Fall, wenn die Trafospannung höher ist als die Elkospannung, also während des gestrichelten Teils. Sobald der Scheitelpunkt erreicht ist, nimmt die Trafospannung ab und damit „unterbricht“ der Gleichrichter seine Tätigkeit.

Wenn nun ein grosser Strom fliesst (weil es laute Musik ist), so wird der Elko stark belastet, es wird ihm also Ladung entzogen. Und damit sinkt seine Spannung. Folglich haben wir irgendwann, jedenfalls weniger als 10mS nach dem Scheitelpunkt, wieder die Situation dass die Trafospannung höher wird als die Elkospannung ist und damit erfolgt eine neuerliche Ladung, wie ja die rote Kurve zeigt. Die violetten Markierungen zeigen die Scheitelpunkte und wenn wir diese mit den positiven Scheitelpunkten des vollen Sinuszugs vergleichen, so sehen wir, dass wir hier doppelt so viele Peaks haben, daher die Ladung alle 10mS. Diese Zeit müssen wir uns merken.

Aber wir habe auch die gelben Markierungen. Und dazwischen wird geladen (während des gestrichelten Teils bei der Einschaltung und jeweils während des Anstiegs der Trafospannung. Und im zweiten Ladezyklus sehen wir, dass die Ladezeit kürzer ist als die Entladezeit.
Jetzt ist es kein Geheimnis, dass die Leistung, die der Lautsprecher in Wärme und (etwa 1% davon) in Krach umsetzt, aus dem Stromnetz stammt. Und die Gleichrichterdiode ist nur so lange wirksam, wie sie eingeschaltet ist, wie also die Trafospannung höher als die Elkospannung ist. Dieses Zeitverhältnis zeigen ja die unterschiedlichen Abstände der gelben Linien. Und es ist damit eigentlich auch klar, dass die Leistung für den Lautsprecher (und fürs unnütze Heizen der Transistoren) nur während der Ladezeit aus dem Netz entnommen werden kann und damit nicht dauernd.

Jetzt habe ich gesagt, dass es die Ladung des Elkos gibt und nach deren Beendigung eine Entladung erfolgt. Dies ist mit der grünen und blauen Markierung angezeigt. Und es ist logisch, dass ein höherer Strom aus dem Elko zu einer schnelleren Entladung führt.

Die Ausgangsleistung habe ich mal für unser Beispiel berechnet, auf der Basis von +/- 38.2V Betriebsspannung. Und die Spannung haben wir nicht höher gewählt, damit wir bei Leerlauf und Überspannung im Netz keine Spannungsüberschreitung bekommen, welche die Transistoren mit einem kurzen (fast menschlichen) Geräusch quittieren: PFFFT!
Aber wir haben gesehen, dass die Spannung am Elko als Folge des Laststroms und der daraus resultierenden Entladung nicht konstant bei 38,2V bleibt, sondern unter diesen Wert sinkt. Jetzt die Frage, was das bewirkt?

Nehmen wir nochmals den einen Sinus-Peak

  Halbwelle.JPG (Größe: 2,25 KB / Downloads: 443)
So könnte das Ausgangssignal am Lautsprecherausgang (als Ausschnitt) aussehen. Dabei stellt diese Halbwelle nicht mehr Netz dar, sondern einen Musik-Ton von z.B. 170Hz. Und zwar dann, wenn die Ausgangsspannung nicht durch die Elkoentladung beeinträchtigt ist.
   
Hier haben wir den vollen Sinus, wenn er durch die sinkende Spannung begrenzt wird, kleinste Begrenzung bei gelb, stärkste bei blau. Und dies passiert, weil durch die unterschiedliche Frequenz von Gleichrichtung und Ton die Betriebsspannung schon unterschiedlich eingebrochen ist (der Ton ist ja nicht synchron zur Ladung des Elkos).
Das bedeutet, dass wir (wenn wir keine Verzerrungen wollen wie im Halbsinus) die Leistungsberechnung auf der Grundlage der TIEFSTEN Spannung vornehmen müssen.

Und wir haben vorher gesehen, dass die Entladung bei höherem Strom schneller erfolgen wird. Wir können uns aber auch vorstellen, dass bei gleichem Entladestrom aber grösserer Kapazität die Spannung weniger einbricht. Die Konsequenz ist folglich, dass wir mit einem grösseren Elko weniger Spannungseinbruch bekommen werden und damit die Leistung höher bleibt. Zumindest sieht es danach aus. Aber bevor wir wirklich zu rechnen beginnen mal eine Überlegung: Was passiert, wenn wir 50Hz Netzfrequenz haben und dank der Zweiweggleichrichtung der Elko mit 100Hz geladen wird (alle 10mS), die Tonfrequenz aber 100,1Hz beträgt? Sicher ist, dass wir immer am Peak des Ausgangssignals den höchsten Strombedarf haben. Und sicher ist auch, dass bei einer Differenz der beiden Frequenzen (0,1Hz) der höchste Strom mal am Ende der Ladung fliesst, wenn die Spannung also am höchsten ist und etwa 8 Sekunden später am Punkt unmittelbar vor der neuen Ladung geschieht, also dann, wenn die Spannung am tiefsten ist. Macht man diesen Versuch, so stellt man fest, dass die Leistung während etwa 8 Sekunden kontinuierlich (nicht linear) abnimmt, nachher inner 2 Sekunden wieder auf das Maximum ansteigt. Dies ist die kritischste Frequenz. Nehmen wir z.B. einen Ton von 30Hz, so trifft es viel seltener zu, dass mehrere Ton-„Sinusse“ stark begrenzt werden.

Aber wir können uns noch etwas vorstellen: Wenn doch durch den grossen Elko die Entladung weniger stark ausfällt, also die Spannung weniger stark absinkt, so ist doch der Punkt nach 10mS, an welchem die Trafospannung höher ist als die Elkospannung näher beim Scheitelpunkt. Und das bedeutet, dass das Einsetzen der Ladung entsprechend später erfolgt. Aber da ja während der Ladephase die ganze Leistung geliefert werden muss, ist der Ladestrom jetzt entsperchend höher. Dies zumindets theoretisch.

Setzt man diese Erkenntnisse in die Tat um, so kann man zwar das Absinken der Betriebsspannung verringern, wenn man den Elko grösser macht. Aber gleichzeitig steigt damit der kurze Ladesrrom durch den Gleichrichter. Also muss die Diode kräftiger sein. Und da die Ladezeit kürzer wird, muss die Diode auch schneller reagieren. Nur, je grösser eine Diode ist, desto langsamer wird sie. Tendiert man also auf grössere Elkos, so müssen kräftige und schnelle Dioden verwendet werden.
Aber das ist noch nicht alles! Der Trafo muss in der Lage sein, diese Ströme auch zu liefern und dies ist mit dünnem Draht und kleinem Eisenkern nicht möglich. Ein nachträgliches Aufpeppen eines Netzteils mit grösseren Elkos kann schon mal in die Hose gehen. Und wenn man einen Verstärker konzipiert, muss man das Netzteilproblem im Auge behalten. Und nicht jeder Billigtrafo liefert am Schluss das, was man erwartet, sondern er kann sich mit Rauch und Gestank verabschieden.


Aber damit es hier nicht nur Bla-Bla gibt eine Berechnung: Nehmen wir mal die Maximalspannung von 50V wie vorher und die Nennspannung ( unmittelbar nach dem Laden des Elkos) von 38.2V, so bekommen wir eine Spitzen-Ausgangsspannung von 33V, was einer Effektivspannung von 23,33V entspricht. Dies an 4 Ohm ergibt einen Effektivstrom von 5,833A und daher eine Ausgangsleistung von 136W.

Jetzt müssen wir wissen, dass ein Kondensator mit 1 Farad (1 Million Mikrofarad) eine Spannung von 1V erreicht, wenn er während einer Sekunde konstant mit 1A geladen wird.
Nehmen wir mal an, wir möchten garantierte 100W. Das wären 20V Effektiv an 4 Ohm, = 5A.
Die Spitzenspannung wäre bei 20V eff 28,3V und somit die Betriebsspannung 33,5V als tiefster Wert. Das macht also eine Entladespannung von 4,7V (33,5 + 4,7 = 38,2). Und den Entladestrom könnten wir mit 5A annehmen. Das ist dann richtig, wenn wir nicht die „sich beissenden“ Frequenzen nehmen, also 100,1Hz als Testsignal. Nehmen wir eine Frequenz von 1kHz, so haben wir zehn Tonzyklen während eines Ladezyklus und damit ist der Effektivstrom genau genug.

Also, ich habe einleitend mal gesagt, wir sollen uns die 10mS merken. Und wenn wir jetzt die Kapazität berechnen wollen, die wir hier einbauen müssen, dann haben wir den Strom von 5A und eine Spannung von 4,7V (was wir auf 5V aufrunden!)
Hätten wir also eine Zeit von 1 Sekunde Ladedauer, dann bekämen wir für die 5A Lade- (oder Entlade-) strom eine Spannung von 5V bei einer Kapazität von 1 Farad. Nun haben wir aber einen kürzeren Zyklus, nämlich 10mS oder 1/100S und damit sinkt die benötigte Kapazität um ebenfalls diesen Faktor 100 auf 10'000 Mikrofarad.


Was haben wir jetzt berechnet? Wir haben zuerst mal eine Spannung angenommen und mit dieser verschiedene Berechnungen angestellt. Dabei sind wir bei einer Ausgangsleistung gelandet. Wir haben aber auch gesehen, dass wir einige Verluste haben, die uns die Speisung und damit die Leistung reduzieren. Also haben wir den umgekehrten Weg beschritten und eine Leistung angenommen. Wir haben gesagt, wir möchten 100 Watt an 4 Ohm erreichen,

Mit dieser Vorgabe haben wir die Rechnung neu aufgemacht und gesehen, dass wir eine Ausgangsspannung von 20V effektiv erwarten, was an 4 Ohm einen Strom von 5A ergibt.
Die Spitzenspannung ist um Faktor 1,414 höher, macht rund 28,3V. Und da am Transistor jeweils rund 5V abfällt, muss die Speisespannung mindestens 33,3V betragen.
Nun haben wir auch gesehen, dass am Elko als Folge des Entladestroms die Spannung zwischen den einzelnen Ladungen abfällt. Und bei dem zu erwartenden Strom von 5A, einem Elko von 10'000 Mikrofarad und einer Aufladung alle 10mS bekommen wir da ebenfalls einen Verlust von 5V. Das bedeutet dass die Gleichspannung unmittelbar nach der Ladung 38.3V sein müsste.

Rechnen wir diese Spannung durch 1,414 und rechnen auch den Verlust des Gleichrichters von 1,4V ein, so brauchen wir eine Wechselspannung von 28V effektiv. Der Trafo muss also diese Spannung liefern.
Nun müssten wir noch den Strom bestimmen, der da fliesst.

Wir haben gesagt, dass bei 100W 5A fliessen. Dieser Strom fliesst mit Sicherheit im Ausgang, also bei 20V effektiv. Da aber die Speisung bis 38,3V betragen kann, wobei in den Transistoren nach wie vor die 5A eff. fliessen (dank des Elkos interessiert uns der Spitzenstrom nicht), berechnen wir die Leistung aus dem Trafo mit 5A x 38.3V = 191,5W. Das bedeutet dass wir eigentlich praktisch die gleiche Leistung nochmals für Verluste verheizen.

Aus dem Trafo kommen also (gerundet) 200VA und 2 x 28V. Dies ist mit jeweils 3,5A realisiert. Der Trafo muss folglich 2x28V (eine Wicklung mit Mittelanzapfung) und je 3,5A liefern. Das Netzteil wird demnach wie folgt aussehen:
   

[richi44]

Wir haben bisher berechnet, wie gross die Speisung für eine bestimmte Leistung sein muss und noch vorher, welche Leistung bei einer bestimmten Spannung erwartet werden kann. Und wir haben gesehen, dass für eine normale Stromverstärkung der Transistoren eine minimale Kollektor-Emitterspannung vorhanden sein muss.
Die nachfolgende Zeichnung zeigt zwei unterschiedliche Schaltungskonzepte, links die übliche Variante mit Emitterfolgern (Spannungsverstärkung unter 1), rechts eine Schaltung mit Ausgang an den Kollektoren (Spannungsverstärkung über 1). Im linken Fall gehen wir von einer Stromverstärkung von gegen 100 aus, dies mit einer Uce von mindestens 5V, rechts ist die Stromverstärkung nur noch 10, aber Uce ist auch nur noch 0,3V gross. Damit ist eine Leistung von 41 Watt gegenüber 24 Watt möglich.
Frage: Warum geht das links nicht auch?
   
Betrachten wir die linken Spannungsangaben, so haben wir Uc 20V, Uce 5V, damit Ue 15V und Ub 0,7V über Ue, also 15,7V. Damit ist die Basis noch nicht ganz an der Speisung angelangt, man könnte da also irgend ein Bauteil (Widerstand, Konstantstromquelle) einsetzen, das ja auch eine bestimmte Spannung haben muss.
Wollten wir eine Uce von 0,3V, so würde einmal der Basisstrom etwa 10 mal so hoch und zweitens würde die Basisspannung (rund 1V über Ue) über der Speisespannung liegen. Dies ist entweder mit einer separaten höheren Speisung für die Basis möglich oder es muss ein Trick angewendet werden.

Betrachten wir nun die rechte Zeichnung, so wird die Basis nicht gegen Speisung gezogen, um einen Stromfluss zu erreichen, sondern gegen Masse, weil ja der Kollektor auch nicht gegen die Speisung gerichtet ist, sondern (über den Lautsprecher) gegen Masse. Und damit ist es kein Problem, eine Spannung von 1V zwischen Basis und Emitter zu erreichen, selbst wenn Uce nur 0,3V gross ist.
   
Hier das komplette Prinzip des Verstärkers mit Kollektorausgang. Zu den Endtransistoren sind hier noch zwei Treiber hinzugefügt, welche mit dem Emitter halb auf dem Ausgang und halb an Masse liegen. Dies wird mit R 7 und 8 realisiert. Damit haben wir einen Masse-Bezugspunkt und können die Treiber-Kollektoren damit auch gegen Masse ziehen, was ja zur Ansteuerung der Endtransitoren nötig ist. Ausserdem ergibt dies eine Gegenkopplung und aus dem Widerstandsverhältnis (R 7 und 8 gleich gross?) ergibt sich die Spannungsverstärkung. R6 ist der Emitterwiderstand des Endtransistors zum Ausgleich von Datenstreuungen, R5 ist der Arbeitswiderstand des Treibers und R4 sein Basiswiderstand (zur Erreichung des Ruhestroms der ganzen Schaltung). R1-3 zusammen mit dem ersten Transistor sorgen für die Basisvorspannung der Treiber und gleichzeiteig für die Temperaturkompensation. Der OPV (IC) ist stellvertretend für eine Vorstufe gezeichnet und der Elko parallel zum ersten Transistor soll symbolisieren, dass an beiden Treiber-Basen das selbe Audiosignal anliegt.

Gehen wir bei der Emitterfolgerschaltung von einer Stromverstärkung von 100 aus, so müssen wir hier für die Endtransistoren eine minimale Stromverstärkung von 10 annehmen, wenn wir den Vorteil der geringen Uce ausnützen wollen. Das bedeutet, dass die Treiber z.B. einen Strom von bis zu 0,6A liefern müssen. Dies ist mit einem BD139 http://www.datasheetcatalog.org/datashee...137-10.pdf möglich (maximale Uce beachten!), der eine minimale Verstärkung von 25 erreicht und somit selbst einen Basisstrom von 24mA benötigt (Total-Stromverstärkung 250). Nun hat jedes Ding zwei Seiten: Dadurch, dass der Treiber verstärkt und genau so der Endtransistor, bekommen wir im Grunde eine beachtenswerte Spannungsverstärkung. Und durch die Tatsache dass grosse Transistoren hohe innere Kapazitäten wie auch erwähnenswerte Signallaufzeiten aufweisen, entstehen zusammen mit den Widerständen der Schaltung Phasendrehungen. Dies kann dazu führen dass die ganze Schaltung schwingt. Es ist jedenfalls Tatsache dass eine Endstufe mit Kollektorausgang weit weniger stabil läuft als eine reine Emitterfolger-Endstufe. Man müsste also die gezeigte Prinzipschaltung schon mit einem guten Programm simulieren oder halt einen Versuchsaufbau wagen...

Eine alternative Schaltung wäre der Einsatz eines OPV. Und zwar nicht wie im Prinzipschaltbild gezeigt. Voraussetzung ist allerdings der Einsatz von Endtransistoren mit höherer Stromverstärkung. Dies ist mit Darlingtons gegeben. Bei diesen Transistoren ist jeweils schon ein Treiber mit eingebaut.
http://www.datasheetcatalog.org/datashee...Xuxuqy.pdf
Und damit könnte die Schaltung wie folgt aussehen:
   
Hier ist die spezielle Funktion des OPV zu beachten:
Er hat einen Lastwiderstand Ra der dafür sorgt, dass bei Aussteuerung ein Laststrom fliesst. Und dieser Laststrom im Ra muss ja irgendwoher kommen. Das ist natürlich die Speisung. Haben wir also am Ausgang des OPV ein Plus, so muss dieser Strom, der dann in Ra fliesst aus der positiven Speisung kommen. Und damit entsteht neben dem Spannungsabfall als Folge des Ruhestroms des OPV ein zusätzlicher Strom (eben der Laststrom) und damit entsteht an R+ eine höhere Spannung. Damit wird die Basis des oberen Transistors stärker gegen Masse gezogen und damit steigt der Strom im oberen Transistor an. Folglich geht der Ausgang (der Kollektor) nach Plus.
Da der Ruhestrom des OPV von diesem positiven Strom im Ausgang nicht nennenswert betroffen ist, bleibt dieser und damit der Ruhestrom des unteren Endtransistors weitgehend erhalten. Im Gegensatz zu üblichen Schaltungen wird also der zweite (momentan nicht angesteuerte) Transistor nicht einfach „abgekoppelt“, sondern sein Ruhestrom bleibt zumindest teilweise bestehen (unter anderem durch den Emitterwiderstand, der eine Stromgegenkopplung bewirkt) und damit wird der Klirr verringert.
Da der Ruhestrom des OPV nicht definiert ist, sondern von seinen Datenstreuungen abhängt, wird durch das parallel zum OPV geschaltete Poti ein Teilstrom geleitet, der den Ruhestrom der Transistoren mit bestimmt.

Der Nachteil der hier gezeigten Schaltung ist, dass die maximal zulässige OPV-Speisespannung die Betriebsspannung bestimmt. Baut man also das Ding genau so, dann ist die Speisung üblicherweise auf +/- 15V beschränkt. Es gibt aber einen Trick, das Problem zu lösen:
   
Hier wird der OPV (Ra und Stromeinstellung, Re und Gegenkopplung sind nicht gezeichnet!) nicht direkt mit Spannung versorgt, sondern über zwei Transistoren. Da diese eine feste Basisspannung bekommen, liefern sie auch eine „feste“ Spannung an ihren Emittern. Ändert sich aber der Strom des OPV, so ändert sich genau gleich der Strom durch diese Transistoren und somit entsteht an den Widerständen R+ und R- die gleichen Steuerspannungen für die Endtransitoren. Mit diesem Trick kann folglich diese Schaltung auch mit höheren Speisespannungen betrieben und dementsprechend höhere Leistungen erreicht werden.

An dieser Stelle noch ein Prinzipschaltbild:
   
Links haben wir einen beliebigen Vorverstärker, gefolgt von beliebigen Endtransistoren und einem Lautsprecher. Dieser liegt mit der rechten Anschlussseite an Masse, genau wie auch der Mittelabgriff des Netztrafos und der Elkos (rechts).

Jetzt kann man davon ausgehen, dass der Stromkreis für den Ton jeweils über die Elkos geschlossen wird, also von den Elkos zu den Transistoren und dann zum Lautsprecher führt. Und damit müsste man annehmen, dass die Qualität der Elkos eminenten Einfluss auf das Signal haben müsste, das am Lautsprecher anliegt. Zumindest wird solches von Highend-Gurus und „Tuning-Fachleuten“ behauptet.

In diesem Prinzipschaltbild ist die Gegenkopplung nicht eingezeichnet. Diese hat aber auf den „Klang“ der Elkos einen entscheidenden Einfluss. Und wenn ich schon darauf hinweise, dann auch auf die Unterlagen der Elkos und Transistoren:
http://www.farnell.com/datasheets/102473.pdf

Und hier eine Kennlinie eines BD139:
   
Hier ist ersichtlich, dass eine Spannungsänderung Uce einen geringen Einfluss auf den Strom Ic hat. Wenn wir also am Elko in unserem Prinzipschaltbild eine sich ändernde Spannung haben, woher sie auch immer stammt, so wirkt sich diese Änderung kaum auf den Strom des Transistors aus. Und das, was die Lautsprechermembran in Bewegung versetzt, ist der Strom, der in diesem Stromkreis fliesst. Ändert sich der Strom nicht, so bewegt sich die Membran nicht und nichts ist zu hören. Ändert sich der Strom nur geringfügig, so ist wenig zu hören. Aus der obigen Grafik ist ersichtlich, dass Stromänderungen bei extrem kleinen Restspannungen (unter 1V Uce) stärker entstehen als bei grösseren Restspannungen. Und ich habe ja beim Netzteil die Auswirkungen der Elko-Entladung gezeigt. Solange die Speisung noch so gross ist, dass 5V Restspannung am Transistor vorhanden ist, solange wirkt sich die Entladung nicht aus. Und tatsächlich gibt es ja Endstufen, die einen Klirr von 0,001% erreichen. Das sind –100dB. Wenn wir also an unserem Elko eine Entladespannung von 5V Spitze bekommen, dabei aber einen Klirr von 0,001% messen können, dann haben wir eine Auswirkung der „Störspannung“ von –100dB. Und wenn die Störspannung auch eine andere Ursache hat, etwa den viel zitierten ESR, so ist dieser in einer Grössenordnung, die weit unter der Auswirkung der Entladung liegt und damit nochmals um Grössenordnungen geringere Auswirkungen hat.

Wenn also mit teuren Spezialelkos geworben wird oder wenn behauptet wird, Bass sei nur möglich, wenn die Elkos entsprechend gross dimensioniert seien, so ist dies Unfug und Beutelschneiderei. Da ja der Elko alle 10mS nachgeladen wird, spielt es keine Rolle, ob ein 10Hz-Ton mit einem 10'000 Mikrofarad oder 47'000 Mikrofarad Elko konfrontiert wird, die Kapazität hat Einfluss auf die Entladung und folglich auf die Störspannung (die aber am Verstärkerausgang an der Messgrenze liegt) aber nicht im geringsten auf die Grenzfrequenz des Verstärkers.

[richi44]

Noch ein kleiner Nachtrag zur Leistungsberechnung:
   
So (grün) sieht ein Signal aus, das am Verstärkerausgang von einem Transistor geliefert wird. Unten (schwarz) die Nulllinie, gelb die Effektivspannung, blau die Spitzenspannung.
Würden wir das Signal mit einem Oszilloskop betrachten, so hätten wir einen Verlauf, der die Grenze zwischen rot und grün bildet. Und wenn wir nochmals den 100W Verstärker ansehen, so ist da ja von einer Ausgangsspannung von 20V die Rede. Nun ist aber eine Wechselspannung nicht konstant, sondern sie ändert den Betrag und die Richtung. Was wir hier sehen ist nur die positive Halbwelle, also keine Spannung in die negative Richtung, aber wir sehen die Pegeländerung.

Spricht man von einer Effektivspannung (20V) so bedeutet dies, dass diese Spannung die gleiche Heizwirkung hat wie eine Spannung mit dem gezeigten (halb-) Sinusverlauf. Und da ist es klar, dass nicht die Spitzenspannung massgebend ist (weil sie ja nur ganz kurz auftritt), sondern eine tiefere Spannung (0,707 x US).
Damit aber die Spitzenspannung möglich wird, müssen wir eine Speisespannung zur Verfügung stellen, die mindestens den Wert der blauen Linie darstellt. Somit haben wir am Transistor jeweils eine Spannung zwischen dem Momentanwert des Ausgangs (Grenze Rot/Grün) und der blauen Linie. Und dies multipliziert mit dem Momentanstrom ergibt die Leistung am Transistor.
Würden wir für jeden Moment die Momentanspannung und den Momentanstrom ausrechnen, die da am Ausgang auftreten und diese einzelnen Momente zu einem Ganzen zusammenfügen, dann bekämen wir die Effektivleistung, die halb so gross ist wie die Spitzenleistung (im Schnitt effektiv 70% Spannung und damit auch 70% Strom). Betrachten wir nochmals den Verlauf der blauen Linie, so ist diese konstant, der Strom aber, der im Transistor fliesst ist ja abhängig vom grünen Momentanwert. Und es ist ersichtlich, dass im Moment des höchsten Stroms (Ausgangsspannung im Maximum, an der blauen Linie) keine Spannung über dem Transistor anfällt, wenn wir davon ausgehen, dass die blaue Linie Spitzenspannung und gleichzeitig Speisespannung wären. Und wenn da keine Spannung ist, kann auch keine Leistung sein (P=UxI). Und genau so kann bei Grün = Null (also kein Strom) keine Leistung am Transistor sein. Und da ja gelb den Effektivwert der Ausgangs-Spannung und –Strom darstellt, können wir diesen Strom (5A) mit der Spitzenspannung (blau) von 28,3V multipliziteren. Dies ergäbe 141W. Also bleibt an den Transistoren bei 100W Sprechleistung 41W übrig.

Jetzt ist aber über der blauen Linie nochmals ein roter Teil, der durch eine braune Linie abgeschlossen wird. Dieser Teil ist die Spannung, die wir am Transistor als minimalen Rest brauchen, etwa 5V. Und daher müssen wir auch diese 5V mit 5A multiplizieren und bekommen folglich nochmals 25W zusätzlich. Macht also an den Transistoren 66W.
Und zusätzlich kann es ja sein, dass der Netzteilelko im Messmoment voll geladen ist oder nur noch auf dem Minimum oder irgendwo dazwischen. Also müssten wir diese maximal 5V auch berücksichtigen. Das wären dann nochmals 25W, sodass wir auf total 91W an den Transistoren kämen. Das habe ich in meinem letzten Beitrag so belassen, denn es könnte ja sein, dass wir eine Messung mit netzsynchronen 100Hz durchführen würden... Dann käme diese Leistung zustande.

Gehen wir von rosa Rauschen oder Musik aus, so haben wir nicht eine bestimmte und netzsynchrone Frequenz, sondern eine Vielzahl, sodass die Speisespannung immer rund auf der Hälfte zwischen Maximum (volle Elkoladung) und Minimum (Elko um 5V entladen) liegt. Und dementsprechend müssen wir nicht mit zusätzlichen 25W rechnen, sondern nur mit 12,5W, sodass die Transistorbelastung gesammthaft (beide gleichzeitig) 78,5W sein könnte.

Aber es kann ja sein, dass wir unser Gerät gerade mal mit Netz-Überspannung betreiben (wissen wir ja nicht), dann haben wir noch höhere Restspannungen und dementsprechend höhere Verlustleistungen. Und es macht durchaus Sinn, die ganze Leistungsrechnung auch mit einer um 10% höheren Betriebsspannung duchzurechnen. Und gerade, wenn es z.B. ein Beschallungegerät werden soll, müssen wir von fast dauernder 100%iger Auslastung ausgehen, also sind die Kühlkörper und Transistoren entsprechend zu dimensionieren.

[richi44]

Bisher habe ich gezeigt, wie man auf die Daten der Endtransistoren kommt, also die maximale Betriebsspannung, den maximalen Strom und die Leistung. Weiter habe ich die Berechnung der Kühlkörper erklärt und letztlich die Daten des Netzteils aufgezeigt.
Zu diesem noch die Ergänzung:
Ich habe kurz erklärt, wie die Elko-Kapazität zu berechnen sei. Ich bin in meinem Beispiel von 100W Ausgangsleistung ausgegangen, was bei 4 Ohm einem Strom von 5A entspricht. Und mit diesen 5A und einem angenommenen Spannungsabfall (Entladespannung) von 5V bin ich letztlich bei 10'000 Mikrofarad gelandet. Wollte ich eine Entladespannung von 10V zulassen, würden 5000 Mikrofarad reichen, wollte ich aber nur 2,5V, so müsste der Elko jeweils 20'000 Mikrofarad Kapazität besitzen.

Für die Berechnung der Kapazität ist also entscheidend, wie hoch die Entladespannung am Elko sein darf. Und ob diese nun 2% oder 10% der maximalen Betriebsspannung ausmacht hat nur Einfluss auf die Ausgangsleistung im praktischen Betrieb, aber KEINEN Einfluss auf den Klang.
Ich habe ja die Kennlinie des BD 139 vorgestellt, stellvertretend für alle Transistoren. Und da ist ersichtlich, dass sich der Strom des Transistors in Abhängigkeit der Basisspannung ändert, aber kaum in Abhängigkeit der Kollektorspannung. Und da üblicherweise die Endstufe als Emitterfolger geschaltet ist, also der Kollektor direkt an der (unstabilen) Betriebsspannung hängt, wirkt sich diese Unstabilität kaum auf den Strom aus, der durch den Transistor und damit durch den Lautsprecher fliesst.
Wird also bei Tuningmassnahmen die Kapazität der Elkos vergrössert, so wäre damit allenfalls eine um maximal 10% höhere Leistung möglich (was rund 0,45dB entspricht!), was aber garantiert unhörbar bleibt. Hörbar wäre eine Leistungsverdoppelung und die kommt so garantiert nicht zustande!!
Dies als Ergänzung zum Thema Netzteil.

Jetzt schauen wir uns mal die Treiberstufe an. Wenn wir von einem normalen Endtransistor ausgehen (BD243, http://www.datasheetcatalog.org/datashee.../BD243.pdf ) so sehen wir in der Kennlinie
   
dass die Stromverstärkung zwar im Maximum etwa 180 betragne kann, bei maximalem Kollektorstrom aber (abhängig von der Uce) bei etwa 16 landet. Und kommt hinzu, dass sich dies noch mit der Frequenz ändert. Im besten Fall (Ic 0,1A, Uce 10V) wird die Stromverstärkung von etwa 180 auf 1 reduziert bei der Frequenz von 3MHz. Das bedeutet, wenn wir einen Ton von 3MHz hätten (der ist natürlich 150 mal höher als wir hören können!) und am Transistor nur einen Strom von 0,1A und eine Restspannung von 10V, dass dann der Basisstrom genau so hoch sein müsste wie der Ausgangsstrom wird, der Transistor wäre dann kein Verstärker, sondern bestenfalls ein Widerstand, also ein Verlust!
Die Grundlage der obigen Kennlinie ist eine langsame Änderung des Steuersignals. Man kann dies bis etwa 5kHz gleich der Kennlinie annehmen. Für höhere Frequenzen (20kHz) müsste man bereits eine Verschlechterung in Betracht ziehen. Das bedeutet, dass bei 2V Uce und 20kHz mit einer Stromverstärkung von etwa 10 zu rechnen ist. Haben wir aber eine höhere Uce (5V, wie ich es angenommen habe), so nimmt die Stromverstärkung wieder zu. Bei der Berechnung der Treiberstufe macht es aber Sinn, vom schlechtesten Fall auszugehen und das wäre hier hfe = 10.

Und dies würde doch bedeuten, dass der Basisstrom dieses Endtransistors im Maximum 0,8A werden könnte, weil der maimale Kollektrostrom mit 8A angegeben wird. Wenn wir also diesem BD243 einen Emitterfolger als Treiber vorschalten, so muss dieser zumindest die selbe Betriebsspannung verkraften können und er muss einen Kollektrostrom von 0,8A liefern können. Damit müsste auch seine Leistung ein Zehntel jener des BD243 sein (gleiche Spannung mal 0,1 fachem Strom = 0,1 fache Leistung).
Und auch wenn wir einen grösseren Transistor wählen (http://www.datasheetcatalog.org/datashee...SC2922.pdf ) lägen die Verhältnisse in prozentual ähnlichen Dimensionen.
Jetzt bin ich ursprünglich mal davon ausgegangen, dass wir die ganze Vorvertärkergeschichte einem IC (LM4702) anvertrauen. Nur ist dieser nicht fähig, solche Endtransistoren direkt anzusteuern. Entweder wir verwenden eigene Treiber oder wir müssten Dralinton-Endtransistoren verwenden, also Dinger, welche den Treiber schon eingebaut haben. Das könnten statt der BD243/244 BDX33/34 sein. http://www.datasheetcatalog.org/datashee.../BDX33.pdf . Damit bekommen wir eine wesentlich höhere Stromverstärkung von mindestens 750 und liegen damit fast 2 mal so hoch wie mit einem BD243 und einem BD139 zusammen. Wir können uns so den Treiber (zumindest zusammen mit dem erwähnten IC) sparen. Und sogar mit einem MJH11020 http://www.datasheetcatalog.org/datashee...H11021.pdf können wir bei einer minimalen Stromverstärkung von 400 diese direkt ansteuern. Erst wenn wir eine noch höhere Leistung fordern (http://www.ebmule.de/showthread.php?tid=...#pid169511 ) müssen wir uns da wieder etwas einfallen lassen, etwa der Einsatz von Darlingtons als Treiber der normalen Transistoren.


Wir haben uns überlegt, was wir für den Verstärker benötigen: Wir haben die gewünschte Leistung festgelegt und die Minimallast. Daraus ergibt sich der Strom und aus der Leistung die Ausgangsspannung und daraus die Betriebsspannung.
Wir haben somit die Endtransistoren definiert und das Netzteil. Und aus der Stromverstärkung (im schlechtesten Fall) die Treiber bestimmt.
Wir wissen also jetzt, was die Vorstufe leisten muss (das ist die Schaltung vor den Treibern, nicht etwa das separate Kästchen mit dem Lautstärkeregler!).

Bevor wir zu dieser Vorstufe kommen noch einige Überlegungen zur Endstufe. Im Teil 3 habe ich die beiden Endstufentypen mit Emitterfolger oder Kollektorfolger im Ausgang kurz vorgestellt. Ich habe gesagt, dass der Kollektorfolger den Vorteil hat, dass er (bei entsprechend hohem Basisstrom) mit einer geringeren Uce auskommt, weil der Verlust geringer ist. Dies stimmt zumindest bei kleinen Transistoren und entsprechend kleinen Leistungen von unter 20W. Bei höheren Leistungen und folglich kräfigeren Transistoren ist eine höhere minimale Uce angenommen, um noch einigermassen eine Verstärkung hin zu bekommen. Dies mal zum Einen. Und zweitens gibt es da noch ein kleines Problem:
Will man einen Oszillator bauen, so muss die Verstärkung der ganzen Schaltung 1,0000x sein, also grösser als 1. Ein Emitterfolger hat aber immer eine Verstärkung kleiner als 1 und somit kann er von sich aus nicht schwingen. Ein Kollektorfolger hat hingegen üblicherweise eine Verstärkung >1 und somit könnte er schwingen.
Baut man eine Gegenkopplung, so wird das Rückführungssignal die Verstärkung reduzieren. Findet eine Verstärkungsvergrösserung statt, so kann dies zum Schwingen führen. Nun gehen wir von einer Schaltung mit Gegenkopplung aus, welche die Verstärkung reduziert. Treten aber Phasendrehungen auf, so wird aus der Gegenkopplung eine Mitkopplung und es schwingt.
Und es gibt zwei Gründe für solche Phasendrehungen: Das ist einmal die Kapazität zusammen mit irgendwelchen Widerständen. Dies kann zu einer Phasendrehung von maximal 90 Grad pro RC-Glied führen. Sind da mehrere Kapazitäten beteiligt (Cbe, Cbc), so sind auch mehr als 90 Grad Phasendrehung möglich und folglich kann ein Transistor im unglücklichsten Fall schon schwingen (was in der Praxis kaum vorkommt). Aber es gibt noch eine Ursache: Ein Transistor hat eine Signallaufzeit, die im Grunde „erheblich“ ist und Laufzeiten führen zu einer frequenzabhängigen (teils mehrfachen) Phasendrehung.
Früher waren Transistoren kaum „mittelwellenfähig“, dann kam Kurzwelle, UKW und TV. Durch konstruktive Massnahmen wurden die Signallaufzeiten verkürzt. Dies gilt in erster Linie für kleine Transistoren. Bei Transistoren höherer Leistung ist es aber auch heute noch schwierig, die Konstruktion so anzuordenn, dass geringe Wegstrecken und damit kurze Signallaufzeiten entstehen.
Eine Schaltung mit Verstärkung >1 kann schwingen. Und wenn die Gegenkopplung durch Phasendrehung in eine Mitkopplung (Rückkopplung) umschlägt ist es passiert. Da reicht die innere Kapazität und der restliche Ri des treibenden Transistors in Verbindung mit einer Laufzeit und das Ding schwingt. Darum sind Schaltungen mit Kollektorfolger am Ausgang um ein Vielfaches heikler als reine Emitterfolger. Kommt hinzu, dass der Emitterfolger in sich eine Gegenkopplung darstellt und daher einen weit geringeren Klirr liefert als ein Kollektorfolger. Erst wenn dieser bei einer Verstärkung <1 landet (wie der Emitterfolger) ist sein Klirr genau so klein. Allerdings kann bei recht langsamen Transistoren (irgend welche Dinger aus der Frühzeit der Transistortechnik) die Gegenkopplung so weit verzögert sein, dass es unweigerlich zu TIM-Klirr kommt (die Korrektur kommt da einfach zu spät).

Im Folgenden mal eine Schaltung mit Kollektorfolger-Ausgang mit der ganzen damit verbundenen Problematik. Hier zwei Varianten, nämlich mit einem OPV (IC) als eigentlichem Verstärker und Variante 2 mit Transistoren als Minimalschaltung.
Betrachten wir zuerst die Schaltung mit dem IC.
   
Am Eingang des gelben Teils, also der eigentlichen Endstufenschaltung sehen wir einen Transistor, der mit einem Elko überbrückt ist und zwischen den Basen der beiden Treibertransistoren liegt. Diese erste Transistorschaltung dient der Stabilisierung der Basisvorspannungen der Treiber und damit auch deren Ruhestrom. Und weil der Ruhestrom der Treiber geleichzeitig den Ruhestrom der Endtransistoren bestimmt, wird also mit dem ersten Transistor der Ruhestrom der ganzen Endstufe eingestellt und stabil gehalten. Der Trick dabei ist folgender: Sinkt an diesem ersten Transistor die Kollektorspannung, so sinkt über die Widerstände und das Trimmpot dessen Basisspannung und damit sinkt sein Strom, sodass seine Kollektorspannung wieder zunimmt. Und da der Strom dieses ersten Transistors ja zwischen Plus- und Minus-Speisung fliesst, nimmt auch die Minusspeisung wieder zu. Damit steigt der Ruhestrom der beiden Treiber. Die Schaltung stabilisiert quasi gegen Spannungsschwankungen der Speisung. Viel wichtiger aber ist, dass der Transistor mit auf den Kühlkörper der Endtransistoren montiert wird und folglich dessen Temperatur übernimmt.
Wir wissen, dass ein Transistor bei konstanter Basisspannung mit steigender Temperatur mehr Strom zieht. Das ist bei den Endtransistoren so wie auch hier beim ersten Transistor. Wird dieser durch die Endtransistoren aufgeheizt, so leitet er stärker und verbindet (reduziert damit) die Basisspannugen der Treiber und reduziert folglich auch den Strom der Endtransistoren. Die Hauptaufgabe ist also die Temperatur-Stabilisierung bezw. die Stromstabilisierung der Endtransistoren bei wechselnder Erwärmung.
Jetzt haben wir gehört, dass so eine Endstufen-Schaltung Schwingneigung besitzt. Und zwar immer dann, wenn die Verstärkung zu hoch ist. Um dies möglichst zu verhindern ist die eigentliche Endstufenverstärkung nur zweifach. Dies ergibt sich aus der Gegenkopplung, indem die Emitter der zweiten Transistoren, also der eigentlichen Treiber an einem Spannungsteiler liegen. Damit wird die halbe Ausgangsspannung auf diese Emitter zurückgeführt (R2 und R3 sind jeweils gleich gross). Dies reduziert die hohe Verstärkung auf den Wert von etwa 2.
Weiter haben wir parallel zu R2 einen Kondensator C2, welcher mit zunehmender Frequenz die Gegenkopplung so weit erhöht, dass die Verstärkung der Endstufe auf 1 sinkt, also nicht mehr verstärkt.
Und die zweite Massnahme gegen das Schwingen ist eine Höhenbedämpfung am Eingang. Da bilden der Seriewiderstand R1 zusammen mit den Kondensatoren C1 eine Höhendämpfung (Tiefpass). Hätten wir es hier mit einer echten Verstärkung der Treiberstufe zu tun, so müsste man C1 mit 1+(V x C1) berechnen. Tatsächlich haben wir aber am Endtransistor jeweils nur eine geringe Tonspannung (Ube~ +Ure), sodass wir in etwa von einer Kapazität entsprechend dem Wert von 2,5 x C1 ausgehen können.

Jetzt könnte man befürchten, dass der Verstärker so einen Höhenverlust hätte. Dies ist erstens nicht der Fall, wenn man die Massnahmen hochfrequent genug ansetzt und zweitens ist vor der Endstufe ein OPV geschaltet, der eine Verstärkung hat. Gleichzeitig wird ja das Verstärker-Ausgangssignal zum Eingang (Invers-Eingang!) zurückgeführt und bildet damit eine weitere Gegenkopplung über alles, sodass interne Frequenzgangverbiegungen ausgeglichen werden.

Zu erwähnen ist noch, dass wir allenfalls parallel zum Gegenkopplungswiderstand (vom Verstärker-Ausgang zum Invers-Eingang) einen kleinen Kondensator schalten können/müssen, um Schwingreste zu beseitigen.

Und zu erwähnen ist auch dass ich hier noch keine Rechnungen anstelle. Dies ist erst später geplant. Wichtiger erscheint mir hier die Vorstellung der Einfachvariante mit Transistoren, wobei „einfach“ relativ ist. Ein OPV enthält ja eine Vielzahl von internen Bauteilen, die uns normalerweise nicht interessieren. Für uns ist massgebend, wie viele Lötstellen es braucht. Aber genau betrachtet ist die Transistor-Variante einfacher.
   
Der gelbe Teil ist gleich wie bei der OPV-Variante. Der Hauptunterschied liegt in den beiden Eingangstransistoren. Und wenn wir beim gelben Teil bleiben, so sind die Widerstände R2 und R3 gleich geblieben (daher nicht mehr angeschrieben) und auch C1 und C2 sind gleich. R1 ist jetzt kein physischer Widerstand mehr, sondern der Ri der Schaltung des zweiten Transistors. Damit wird die Berechnung von C1 schwieriger. Da dies aber noch nicht ansteht, soll uns dieses Problem nicht schrecken.

Was uns hauptsächlich auffällt ist der erste Transistor mit der Diode. Das Problem ist nämlich, dass wir ja am Verstärker-Ausgang 0V Gleichspannung wollen. Nun haben wir die Gegenkopplung vom Ausgang zum Emitter des ersten Transistors. Und hätten wir am Ausgang 0V, so müsste der Emitter ebenfalls 0V zeigen. Dann müssten wir aber die Basis dieses ersten Transistors auf MINUS 0,6V legen. Und genau das haben wir hier mit der Diode erreicht. Durch den Widerstand von der Minus-Speisung und durch die Diode fliesst ein Strom. Und diese Spannung an der Diode entspricht recht genau der Spannung der Basis des ersten Transistors, wenn sein Emitter an Masse liegt. Darum brauchen wir auch zwingend den Kondensator zur Toneinkopplung, damit uns die 0,6V nicht irgendwo „versickern“.
Weiter hatten wir ja beim IC eine Gegenkopplung vom Ausgang auf den Invers-Eingang und dort auch die Signaleinkopplung. Die Verstärkung ist dort gleich dem Widerstandsverhältnis von Zuführung und Gegenkopplung (V = R geg / R zuführung). Hier haben wir am Emitter einen Spannungsteiler, welcher die Verstärkung bestimmt und zwar haben wir den Gegenkopplungswiderstand und den Ableitwiderstand. Und die Verstärkung ist in diesem Fall V = R geg + R ableit / R ableit.
Weiter ist der Kollektor nicht direkt zur Basis von Tr 2 geführt, sondern da ist ein kleiner Widerstand eingesetzt. Es hat sich gezeigt, dass wenn dieser Widerstand eingesetzt wird, die Verstärkung zwar kaum abnimmt, aber die Schwingneigung wird damit reduziert. Ist der Widerstand Basis zu Emitter an Transistor 2 etwa 1k, so sollte der Widerstand zwischen Basis Tr 2 und Kollektor Tr 1 ebenfalls etwa 1k sein.

Als Besonderheit sind die beiden rosa Gebilde zu betrachten. „Eingelötet“ ist ein „Bootstrap“, also eine „Tritt in den Hintern“-Schaltung. Mit einem gezielten Tritt kriegt man ja manches in Bewegung, so auch hier.
Das Problem ist, dass (zumindest bei einer Emitterfolgerschaltung) die Basis des Treibers bis mindestens zur Betriebsspannung angesteuert werden muss. Mit dieser Bootstrap ist das möglich. Der Elko wird im Ruhefall auf eine Spannung entsprechend den zwei Widerständen zwischen Speisung und zweitem Transistor geladen. Steigt nun die Ausgangsspannung als Folge der Aussteuerung, so bringt der Elko seine Ladung an diesen Punkt und damit steigt diese Spannung bis zur Speisung oder sogar darüber hinaus an (je nach Widerstandsverhältnis). Und damit kann die Schaltung dem oberen Treiber immer noch einen genügend hohen Basisstrom liefern. Ohne diesen Elko müsste ja beim Sperren des zweiten unteren Transistors zwar am oberen Treiber ein Basisstrom fliessen, aber dies wäre ohne Spannungsabfall am Widerstand gegen die Speisung nicht möglich. Oder dann geht halt der obere Treiber nicht so hoch mit der Basisspannung oder es müsste im zweiten Verstärkertransistor (bei R1) ein viel zu hoher Ruhestrom fliessen.
Der (üblicherweise nicht verbaute) Widerstand in Reihe zum Bootstrap-Kondensator reduziert hier die Wirkung dieser Schaltung so weit, dass der Bootstrap (eine Mitkopplung!) zusammen mit der Verstärkung der Endstufe nicht zu schwingen beginnt.

Die Alternative zu diesem Bootstrap (der auch den Klirr der Endstufe zurückführt und damit verstärkt) ist eine Konstantstromquelle. Hier wird die Anlaufspannung von Dioden ausgenützt. Eine Diode hat üblicherweise eine Anlaufspannung von 0,6V, gleich wie ein Kleinsignaltransistor an der Basis. Legt man nun zwei Dioden von der Speisung auf einen Widerstand und dann an Masse, so fliesst ein Strom (1mA), welcher eine Spannung von besagten 1,2V ergibt. Am Transistor ist somit die Basisspannung Ube 0,6V zu hoch. Geht man nun davon aus, dass in unserem zweiten Verstärkertransistor ein Strom von 10mA fliessen soll, so muss die Konstantstromquelle auf eben diesen Strom eingestellt werden. Dies geschieht mit deren Emitterwiderstand, an welchem bei 10mA die „überzähligen“ 0,6V anfallen. Man setzt da also einen Widerstand von 60 Ohm ein. Damit ist der Kollektrostrom dieser Stufe praktisch unabhängig davon, wie gross die Uce dieses Konstantstrom-Transistors ist. Der Nachteil ist, dass noch eine geringe Restspannung bleibt (2V), der Vorteil ist aber, dass da nichts mitgekoppelt wird und somit weder Klirr verstärkt noch Schwingneigung gefördert wird.

Im nächsten Teil werde ich noch auf die Berechnungen dieser Kollektorfolger kurz eingehen, werde mich dann aber hauptsächlich der üblicheren Emitterfolger-Schaltung widmen und auch auf die möglichen Eingangsschaltungen eingehen.

[hoschibill]

Hi Richi
Ich muss Dir mal wieder ein Lob aussprechen. Ohne Dich mussten wir ein neues 'Forenlexikon' finden . Vielen Dank, dass Du Dein Wissen in diesem Forum für alle zur Verfügung stellst.

Gruss
Olli

[richi44]

Danke Olli, man tut was man kann (es gibt einiges, das nicht mehr so recht geht )

Aber das Thema ist noch nicht am Ende:

   
Hier das Schaltbild des Kollektorfolger-Verstärkers, wie er nachgebaut werden könnte. Im Nachfolgenden auch die Berechnungen rund um dieses Ding.



http://www.datasheetcatalog.org/datashee.../BD437.pdf

Berechnung Kühlkörper:
Angenommene Ausgangsleistung rund 20W bei 4 Ohm. Angenommene Verlustspannung am Transistor jeweils 4,5V. Die Ausgangsspannung ist effektiv 9V, der Ausgangsstrom 2,25A (=20,25W). Die Effektivspannung am Emitterwiderstand ist folglich 2,25 x 0,22 = rund 0,5V. Die mittlere effektive Spannung über dem Transistor ist folglich (18V – 0,5V Ure =)17,5V – 9V U Out = 8,5V bei I 2,25A = 19.25W. Allerdings ist diese Leistung für beide Halbwellen gerechnet. Pro Transistor ist folglich mit einer Leistung von etwa 10W zu rechnen.

Wärmeleitfähigkeit des Transistors intern 3,5 Grad / Watt, ergibt eine um 35 Grad höhere Chip-Temperatur gegenüber dem Gehäuse.

Angenommene maximale Gehäusetemperatur 80 Grad = 115 Grad Chiptemperatur.
Angenommene maximale Umgebungstemperatur 50 Grad.

Da beide Transistoren auf dem selben Kühlkörper sitzen ist die total abzuführende Wärmeleistung 20W, die Temperaturdifferenz zur Umgebung 30 Grad, macht eine geforderte Wärmeableitung des Kühlkörpers von (30 Grad pro 20W) 1,5 Grad/W.
http://www.farnell.com/datasheets/17511.pdf

Die eingetragenen Ruheströme Ir sind festgelegt, ebenso die 0,22 Ohm Emitterwiderstände der Endtransistoren. Die Endtransistoren sind aufgrund der geforderten Daten ausgesucht. Die hfe entstammt dem Datenblatt und ist abhängig vom fliessenden Strom. Der Einfachheit halber sind alle Transistoren der Transistorfamilie BD 439/40 zugehörig.

Die Widerstände ergeben sich aus den notwendigen Spannungen (Ube) und den festgelegten Strömen.
Der Einkoppel-Kondensator (3,3 Mikrofarad) bestimmt die untere Grenzfrequenz. Bei 20Hz ist mit einer Dämpfung von rund 0,05dB zu rechnen.

Die Gegenkopplungskondensatoren sind generell auf eine Wirkung bei 20kHz berechnet. Diese kann unterschiedlich stark ausfallen. Zu beachten ist, dass nicht alle Kondensatoren bei der Berechnung mit ihrem Nennwert eingesetzt sind, da sie teils die Kopplung zwischen einem inversen Ausgangssignal und einem nicht inversen Eingangssignal herstellen, wobei das Ausgangssignal oftmals höher ist als das Eingangssignal. Die 33pF vom OPV-Ausgang sind in der Rechnung mit rund 236p eingesetzt, um die Verstärkung des OPV zu simulieren. Ebenso sind die 270p von den Kollektoren der Treiber auf deren Basis mit total 675p eingesetzt.
Und die Gegenkopplungskondensatoren bei den Treibertransistoren (47nF parallel 120 Ohm) sind mal mit 47nF angenommen, denn sie senken die Verstärkung von 2 auf 1,632 bei 20kHz. Damit müsste die Ausgangsspannung des OPV bei dieser Frequenz von 4,5V auf 5,515V zunehmen, was der TL071 aber problemlos und klirrfrei schafft.
Der Gegenkopplungskondensator von 33pF (Fg 30,7kHz) vom OPV-Ausgang (nach den 1k) auf dessen Inverseingang würde die Verstärkung des OPV bei 20kHz von 6,14 absenken. Dies ist aber durch die Überalles-Gegenkopplung wirkungslos. Ebenso die Dämpfung mittels 1k (am OPV-Ausgang) und 2 x 270p (Fg 235 kHz). Bei 20kHz ergäben beide Massnahmen zusammen einen Pegelverlust von 1.567dB, entsprechend einem Faktor von 1,2. Bei 20kHz wird also die Ausgangsspannung des OPV auf total 6,6V ansteigen, die Verstärkung somit auf 8,53 fach gegenüber ursprünglich (bei teifen Frequenzen) 5,8 fach.
   
Da in diesem Verstärker der OPV direkt an der Endstufenspeisung angeschlossen ist muss diese stabilisiert werden. Dies ist mit der obigen Schaltung möglich. Da eine symmetrische Speisung nötig ist sind zwei identische Speisungen aufgebaut. Dazu muss der Netztrafo zwingend über zwei getrennte Sekundärwicklungen von je 20V verfügen. Es ist vorteilhaft als Einstelltrimmer ein 10-gang-Modell zu wählen, damit die Spannung möglichst genau eingestellt werden kann. Es muss auf jeden Fall vermieden werden dass die Speisung höher als 18V wird, da dies den OPV beschädigen würde.
http://www.datasheetcatalog.org/datashee...009063.PDF
Zu beachten ist, dass die beiden BD243 auf einem Kühlkörper zu montieren sind. Man muss hier einen Kühlkörper mit einer Wärmeableitung von rund 0,6 bis maximal 0,7Grad / Watt verwenden, da an den Transistoren eine Spannung von rund 9V liegt.
Die LM317 sowie die BD440 können gemeinsam auf einem kleinen Kühlhörper montiert werden, da sie weniger belastet sind. Alle Transistoren und Spannungsregler sind isoliert zu montieren!


Wenn die Berechnung etwas undurchsichtig war bitte ich um Rückmeldung. Es ist oft nicht einfach, Dinge die mir geläufig sind so zu erklären, dass es für jeden verständändlich wird...

[richi44]

Dies soll die letzte Abhandlung in diesem Thread werden. Ich habe hier versucht, die Schaltungen und Grundlagen nochmals etwas zu verdeutlichen und hoffe, dass damit für viele Interessierte einiges klarer wird.

Zum Schluss hier eine Schaltung mit zwei möglichen Berechnungen.
   
Der Ausgang ist mit zwei Darlingtons realisiert, welche mit ihren Emittern das Signal ausgeben. Das bedeutet, dass sie keine Spannungsverstärkung besitzen. Damit reduziert sich schon mal das Schwingproblem der Kollektorfolgerschaltung.
Weiter haben wir einen Transistor T6, welcher für die Konstanthaltung des Endstufen-Ruhestroms (thermische Stabilisierung) verantwortlich ist sowie den Treiber T5 und die Konstantstromquelle T4. Im Eingang sind die beiden Transistoren T1 und T3, welche eine Differenzstufe bilden und mit der Konstantstromquelle T2 verbunden sind. Das sind also alles Schaltungsarten, die wir bereits gesehen haben. Hier erst mal die Materialliste. Da sind zu den Bauteilen gleich noch ihre Funktionen angeschrieben. Und bei den Widerständen ist auch die Belastbarkeit angegeben. Steht keine Belastbarkeit, so sind Widerstände mit mindestens 0,5W vorgesehen. Wenn da z.B. von 6W die Rede ist so darf der Widerstand auch 10W sein, nur nicht unter 6W liegen. Und Elkospannungen dürfen auch höher angesetzt werden als hier angeschrieben, nur nicht tiefer.

Betrachten wir mal die stärkere Variante (Matreialliste) welche rund 100W an 4 Ohm liefern soll.

Material 100W-Verstärker

Netzteil (berechnet für eine Mono-Endstufe!)

Minimalspeisung +/-35 V, Maximalstrom peak +/-9.7 A, Nennstrom 5 A
Entladespannung am Elko 4,55 V maximal
Elko je 22'000 MüF
Maximalspannung am Elko 48 V
190VA-Trafo, Nennspannung 2 x 28 V, 3,4 A
Gleichrichter Multicomp CM2501 (oder vergleichbare)

Kühlkörper 0,33 Grad / W

Transistoren, Dioden
T1 BF470 Eingangstransistor, Diff-Amp mit T3
T2 BF470 Konstantstromquelle T1,3
T3 BF470 Gegenkopplungstransistor, Diff-Amp mit T1
T4 BD244C Konstantstromquelle T5
T5 BD243C Treibertransistor
T6 BD441 Ruhestromeinstellung / Temp-Korrektur T7, 8
T7 MJH11020 Endtransistor
T8 MJH11019 Endtransistor
D1-8 1N4148 Kurzschlusssicherung

Widerstände
R1 22k Basisableitwiderstand
R2 470 Ohm Schwingschutz mit C4
R3 150 Ohm Ruhestrom T1, 2, 3
R4 2,2k Entlade C3
R5 1k Teiler Gegenkopplung
R6 470 Ohm Arbeitswiderstand T1
R7 1,8k Spannungsabführung LED
R8 100 Ohm Begrenzung Höhendämpfung C3
R9 20 Ohm Ruhestrom T5
R10 390 Ohm Basisteiler von T6
R11 100 Ohm Einsteller Ruhestrom T7, 8
R12 82 Ohm Basisteiler von T6
R13 10 Ohm Verstärkungsbegrenzung T5, Schwingschutz
R14 0,12 Ohm 6W Arbeitspunktstabilisierung T7
R15 0,12 Ohm 6W Arbeitspunktstabilisierung T8
R16 22k Gegenkopplungs-Hauptwiderstand
R17 10 Ohm 2W Boucherot-Widerstand
R18 3,3k Begrenzung Höhendämpfung

Kondensatoren
C1 4,7 MüF Toneinkopplung (rund 0,775V, 20Hz –0.03dB)
C2 100 MüF 25V bip Gegenkopplung (20Hz –0.027dB)
C3 22 MüF Entrauscher LED
C4 33pF Schwingschutz
C5 10 MüF Tonüberbrückung T6
C6 100 nF Boucherot-Kondensator
C7 47p Höhenbegrenzung (20kHz –0.073dB)
Wie man die Speisung (und den Kühlkörper) berechnet haben wir bereits gesehen. Sicher ist, dass wir eine Ausgangsspannung von 20V effektiv benötigen (macht 5A an 4 Ohm = 100W). Dies bedeutet eine Spannung von je 28,3V Spitze. Die Speisespannung sollte somit immer mindestens 35V betragen. Was dies für die Elkos und den Trafo bedeutet ist in der Materialliste aufgeführt und den Berechnungsweg haben wir ja vorgängig schon gesehen.

Nun müssen wir mal einige Dinge festlegen: Bei 100W an 4 Ohm haben wir es mit einem Nennstrom von 5A zu tun und damit wird der Spitzenstrom 7,07A. Nun müssen wir auch berücksichtigen, dass der Lautsprecher bis rund 3 Ohm runter gehen kann. Folglich können bei maximaler Aussteuerung auch mal 9,43A fliessen. Wir müssen also von einem maximalen Strom von rund 10A ausgehen, den wir den Transistoren zumuten wollen. Und üblicherweise (Erfahrungswert) setzt man bei einer Hifi-Endstufe den Ruhestrom bei etwa 1% des Maximalstroms fest. Reduziert man den Strom, so nimmt der sog. B-Knick zu, es kommt also zu höheren Verzerrungen bei kleinen Lautstärken.
Dazu einfach rasch folgendes: Eine Klasse A-Endstufe hat einen Ruhestrom, der höher ist als der maximale Nutzstrom. Das bedeutet, dass wir hier einen Ruhestrom von 10A haben müssten, was letztlich eine Verlustleistung von mindestens 700W zur Folge hätte. Sowas ist eine Heizung, aber kein Verstärker. Natürlich nimmt damit der Klirr ab, denn wir haben ja bei einem Transistor immer eine gekrümmte Kennlinie.
   
Je höher der Strom, desto höher die Steilheit und desto „gerader“ sieht die Kennlinie aus. Nur haben wir in diesem Verstärker erstens einen Emitterfolger-Ausgang, sodass die Steuerspannung (wenn wir einen normalen Endtransistor verwenden würden und nicht einen Darlington) kaum über 0,175V hinaus geht, auch wenn die Ausgangsspannung 28,3V wird.
Die geringe effektive Steuerspannung im Verhältnis zur Ausgangsspannung reduziert den Klirr. Die Kurvenkrümmung würde für etwa 20% Klirr sorgen in unserem Betriebsfall. Dadurch, dass die Kennlinie aber „gestreckt“ wird sinkt der effektive Klirr auf etwa 0,15% ab.

Und zweitens haben wir eine Gegenkopplung, welche aus der Leerlaufverstärkung von etwa 68'000 eine solche von rund 26 macht. Das wäre eine Gegenkopplung von rund 68dB und diese reduziert den Klirr von geschätzten 0,5% der ganzen Schaltung auf theoretische 0,0002%. So tief wird der Klirr sicher nicht werden, aber wir sind zufrieden, wenn er 0,02% wird. Und auch 0,2% wäre noch nahezu unhörbar denn die Fehlersignale wären dann 54dB kleiner als das Nutzsignal.

Also, eine Klasse A ist sinnlos, weil wir damit den Klirr der Leistungsstufe zwar reduzieren können, jenen in der Spannungsverstärkung aber nicht. Also brauchen wir halt da eine Gegenkopplung. Und vor allem sind Einflüsse der Netzteilbauteile mess- und eventuell hörbar. Und vor allem bekommen wir den Dämpfungsfaktor gut genug nicht hin.
Also, eine Gegenkopplung vom Ausgang her ist unverzichtbar und damit ist es nicht so wichtig, ob der Klirr der Ausgangsstufe 0,15% oder 5% ist. Das Ergebnis ist in allen Belangen einwandfrei.

Bei Klasse B haben wir eine sehr geringe Verlustleistung im Leerlauf weil der Ruhestrom bei etwa 1% des Maximalstroms eingestellt wird. Durch die vorhandene Gegenkopplung bekommen wir aber selbst bei kleinen Leistungen einen Klirr deutlich unter 0,1%. Wir stellen daher hier den Ruhestrom der Endtransistoren auf 0,1A ein, was an den Emitterwiderständen einer Spannung von 12mV entspricht.

http://www.datasheetcatalog.org/datashee...H11021.pdf
Betrachten wir das Datenblatt, so sehen wir, dass der Endtransistor eine minimale Stromverstärkung von 200 hat. Dies ergäbe bei einem Spitzenstrom des Transistors von 10A einen Basisstrom von (10A / 200 =) 50mA. Nun rechnen wir da noch eine Reserve von 50% ein und bekommen damit einen Spitzenwert von 75mA und das ist der Strom, den die Konstantstromquelle des Treibers liefern muss. Das bedeutet, dass diese 75mA durch T4 fliessen. Und wenn wir kein Tonsignal haben, müssen diese 75mA auch durch T5 fliessen. Nun ist klar, dass dann (mit Signal) wenn T5 sperrt, diese 75mA an der Basis von T7 landen. Und somit ist der Basisstrom da maximal 75mA. Klar ist damit aber auch, dass folglich der Basisstrom von T8 auch 75mA werden muss (bei der anderen Halbwelle). Das bedeutet, dass T5 im Maximum die 75mA der konstantstromquelle UND die 75mA von Basis T8 ziehen muss. T5 muss also einen Strom von maximal 150mA verarbeiten. Darum habe ich dort den BD243C eingesetzt, vor allem weil eine maximale Spannung von knapp 100V möglich wäre. Und dies führt logischerweise zur Wahl des BD244C als Konstantstromquelle.
http://www.datasheetcatalog.org/datashee...BD244A.pdf

Wie ersichtlich aus den Daten ist hfe, also die Stromverstärkung bei 75mA rund 100. Das bedeutet, dass der Basisstrom des Treibers T5 mit rund 0,75mA anzunehmen ist. Nun ist dies der Gleichstromwert, wir haben es aber mit Frequenzen von 20kHz zu tun. Da wird der Basisstrom sicher höher (wie auch bei den Endtransistoren). Darum habe ich für die Eingangstransistoren T1 und T3 einen Ruhestrom von 5mA gewählt. Damit muss die Konstantstromquelle T2 einen Strom von 10mA liefern.

Betrachten wir mal die Schaltungsteile im Detail:
   
Bei den Endstufentransistoren sehen wir den Emitterwiderstand R14 (und R15). Über diesem können wir den Spannungsabfall messen, der beim Ruhestrom von 0,1A abfällt, das wären bei den 0,12 Ohm 12mV. Wir können natürlich auch zwischen den beiden Emittern von T7 und T8 messen, dann ergibt sich eine Spannung von 24mV. Diese Spannung stellen wir an Trimmer R11 ein. Damit diese 0,1A Ruhestrom fliessen ist eine Basisspannung Ube nötig. Nun wissen wir, dass ein normaler Transistor rund 0,6V Ube für eine normale Funktion benötigt. Bei einem Darlington haben wir aber bekanntlich in einem Gehäuse zwei Transistoren verbaut, sodass letztlich 2 Basis-Emitter-Strecken berücksichtigt werden müssen und demnach auch 2 mal 0,6V. Das bedeutet, dass Ube an einem Darlington (je nach Strom und inneren Widerständen) 1,2V sein kann.

Wir sehen als Besonderheit an dieser Schaltung noch die vier Dioden. Und wir wissen, dass auch diese Dioden eine Anlaufspannung haben. Diese beträgt auch etwa 0,6V. Das bedeutet, dass die Spannung über den Dioden problemlos 2,2V werden kann, dass aber bei maximal 2,8V Schluss ist. Und wir haben ja gesehen, dass die Konstantstromquelle T4 einen Maximalstrom von 75mA liefern soll. Also kann eigentlich der Strom durch die Dioden 1-4 (50mA gehen ja als Basisstrom des T7 weg) nur 25mA werden und da können wir von einer Spannung von total 2,6V ausgehen. Somit kann die Basis von T7 nur 2,6V positiver sein als der Verstärkerausgang. Und da Ube des T7 maximal etwa 1,4V erreicht, muss am R14 eine Spannung von 1,2V anfallen. Und da dieser Widerstand 0,12 Ohm hat, kann der Strom durch R14 nur 10A werden und nicht höher. Mit anderen Worten: D1-4 (bei T8 die Dioden 5-8) begrenzen die Basisspannung gegenüber dem Ausgang und der Emitterwiderstand R14 (R15) bildet eine Stromgegenkopplung, welche bei der begrenzten Basisspannung den Emitterstrom und damit den Kollektorstrom begrenzt und somit eine Kurzschlusssicherung des Ausgangs bewirkt.

Zu beachten ist natürlich, dass diese Kurzschlusssicherung nicht gegen Dauerkurzschluss schützt. Die Berechnung der Kühlkörper geht ja von einer normalen Umgebungstemperatur (45 Grad!) und einer maximalen Kühlkörpertemperatur (max. 80 Grad!) bei Normal-Vollleistung aus. Das wäre ein effektiver Dauerstrom von 5A. Haben wir aber keine Ausgangsspannung aber einen Spitzenstrom von 10A, dann steigt die Leistung sehr stark an und die Transistoren erwärmen sich innert Kürze entsprechend stark. Kurzzeitig mag dies die Wärmekapazität des Kühlkörpers zu „schlucken“, aber langfristig sollte eine zusätzliche Temperaturüberwachung eingesetzt werden.
Nun rechnen wir hier mit einem Heimverstärker wo Kurzschlüsse in den Lautsprecherkabeln nicht alltäglich sind. Dies ist etwas anderes bei mobil eingesetzten Verstärkern. Dort muss eher mit Kabeldefekten gerechnet werden. Ob also eine zusätzliche Massnahme nötig ist (das kann auch eine Speisungsabschaltung bei einem Speisestrom über 9,8A sein), hängt vom Einsatzzweck ab.
   
Dies ist die bereits bekannte Ruhestromeinstellung der Endstufen. Der Transistor wird auf den Kühlkörper der Endtransistoren montiert und reagiert damit auf deren Erwärmung. Unterschiedlich sind in der Regel die Widerstandswerte. Bei kleinen Verstärkern haben wir es mit einem geringen Strom durch die ganze Schaltung zu tun, hier sind es 75mA. Dementsprechend wird der Strom durch die Widerstände mit rund 5 bis 10% des Gesamtstroms angenommen, hier sind es etwa 5mA. Und die Werte werden auch so gewählt, dass ungefähr bei Mittelstellung des Trimmpots die vorgesehene Ub zu Ub der Endtransistoren erreicht wird. Damit die Einstellung nicht gar so heikel ist, wird vorzugsweise ein 10-Gang-Pot eingesetzt.
   
An dieser Stelle betrachten wir kurz den Treiber
   
R2 und 6 bilden zusammen den Arbeitswiderstand der ersten Verstärkerstufe (Teil der Diff-Stufe), R8 begernzt die Höhendämpfung aus C4 und R2. R13 stabilisiert etwas den Arbeitspunkt dieser ganzen Schaltung und reduziert auch deren Verstärkung. Dies führt in erster Linie zu einer stabileren Arbeitsweise des ganzen Verstärkers.
Da dieser Transistor im Mittel die halbe Speisung (bis zu 48V) bei einem mittleren Strom von 75mA zu übernehmen hat, kann er bis zu 3,6W Leistung übernehmen müssen. Und das Selbe gilt natürlich auch für die Konstantstromquelle T4.
   
Es macht daher Sinn, diese beiden Transistoren auf einer gemeinsamen kleinen Kühlfläche unterzubringen.

An der Konstantstromquelle fällt als erstes die gelbe LED auf. Die vier Punkte deuten auf die Zahl 4 hin, welcher im Widerstandscode die Farbe gelb zugeordnet ist. Und wenn man in der Literatur nachliest, so hat eine gelbe LED im Mittel eine Spannung von 2,1 bis 2,18V. Rechnen wir also hier mit 2,14V, so ist folglich die Basis von T4 (und T2) 2,14V tiefer als die Speisung. Daher wird mit R9 (R3 bei T2) eine entsprechende Spannung erreicht, sodass Ube bei den üblichen rund 0,6V liegt. Diese Spannung wird also 1,44 bis1,54V sein. Und mit den Werten von R9 bezw. R3 von 20 Ohm bezw. 150 Ohm stellen sich Ströme von 75mA bezw. 10mA ein, also genau die gewünschten Ströme. Da jede Diode, ob LED oder Zener oder was auch immer rauscht wird sie hier mit einem Elko überbrückt. Und damit die Spannung aus dem Elko auch wieder verschwindet, wird dieser mit R4 nach dem Ausschalten entladen.

Jetzt bleibt noch die Eingangs-Differenzstufe.
   
Duch die Konstantstromquelle ist der gemeinsame Emitterpunkt wechselspannungsmässig sehr „weich aufgehängt“. Haben wir z.B. aus der Gegenkopplung eine Spannung an der Basis von T3 (das kann eine Offset-Gleichspannung sein) so ändert der Strom in T3. Da aber die Stromsumme von T1 und T3 durch R2 auf 10mA festgelegt ist, muss sich folglich der Strom in T2 gegengleich ändern. Dies ergibt somit einen veränderten Strom in R2 (und R6) und damit eine Ansteuerung (und damit eine Ausregulierung der Offsetspannung) der ganzen Treiber- und Endtransistormimatik. Der Vorteil dieser Schaltungsart gegenüber einer Gegenkopplungszuführung am Emitter ist die prinzipiell höhere Verstärkung und der Ausgleich der Basisströme. Und da die Basiswiderstände (R1 zu R16) gleich sind (R18 nicht berücksichtigt) und R1 an Masse liegt, muss auch der Anschlusspunkt von R16 Massepotenzial zeigen.


Jetzt noch die zweite Variante dieser ganzen Schaltung. Hier gehen wir von einer Leistung von 50 bis 60W an 4 Ohm aus. Dementsprechend ändern sich die Transistoren, die Speisung, kurz die ganze Berechnung ist neu durchzuführen. Nur ist es nun nicht mehr notwendig, auf alle Details einzugehen, da ich ja die „Verknüpfungen“ und den Lösungsweg schon aufgezeigt habe.

Für 60W können wir von einer Ausgangsspannung von 15,5V effektiv ausgehen. Dies ergibt einen Effektivstrom von 3,875A. Folglich haben wir eine Spitzenspannung von 21,9V und einen Spitzenstrom von 5,48A zu erwarten. Und wenn wir noch davon ausgehen, dass der Lautsprecher auch mal auf eine Impedanz von 3 Ohm gehen kann, so wird der Spitzenstrom 7,3A werden.

Die Speisung müssen wir im Minimum mit etwa (U Out Spitze + U R14 + U T7) 21.9V + 1,2V + 5V = 28V annehmen. Rechnen wir noch die Entladespannung des Elkos mit 5V hinzu, sowie die Spannung am Gleichrichter von 1,3V so wird die Trafospannung mindestens 24 bis 25V~ betragen. Die maximale Speisespannung erwarte ich bei 33V. Die Leistung des Trafos müssen wir mit 110VA annehmen.
Die Elkos sollten 15000 MüF 35V werden.

An einem Endtransistor ist von einer Leistung von rund 25W auszugehen. Dies bei einem Maximalstrom von 7,3A und einer Maximalspannung von 66V. Da erscheint mir der BDX33B gerade richtig.
http://www.datasheetcatalog.org/datashee.../BDX33.pdf
Damit ist ein Kühlkörper mit einer Wärmeabfuhr von 0,6 Grad pro Watt angesagt.

Damit die Kurzschlusssicherung funktioniert, muss R14 bei den geplanten 7,3A eine Spannung von 1,2V generieren. Dies bedeutet, dass er etwa 0,165 Ohm sein sollte. Es macht also Sinn, zwei 0,33 Ohm Widerstände parallel zu schalten. Und da reichen zwei Stück mit je 1W aus.

Beim Maximalstrom von 7,3A wird die Stromverstärkung hfe rund 3000. Das bedeutet, dass wir selbst bei Tonfrequenz von einer Stromverstärkung von 1000 ausgehen können. Folglich muss der Basisstrom dieser Variante nur noch 8mA betragen. Ein Ruhestrom des Treibers von 15mA ist somit mehr als ausreichend. Dementsprechend (und als Folge der geringeren Betriebsspannung) werden als T4 und T5 kleinere Transistoren verwendet. Und damit ergeben sich Anpassungen an diversen Widerständen.
Ebenso verringern sich Strom und Spannung an T1 bis 3, sodass auch da andere Transistoren (BC560) verwendet werden können. Und auch hier kommt es zu diversen Werte-Anpassungen, wie die folgende Materialliste zeigt:
Material 60W-Verstärker

Netzteil (berechnet für eine Mono-Endstufe!)

Minimalspeisung +/-28 V, Maximalstrom peak +/-7,3 A, Nennstrom 3,875 A
Entladespannung am Elko 4,87 V maximal
Elko je 15'000 MüF
Maximalspannung am Elko 33 V
110VA-Trafo, Nennspannung 2 x 24,5 V, 2,2 A
Gleichrichter Multicomp CM2501 (oder vergleichbare)

Kühlkörper 0,6 Grad/W

Transistoren, Dioden
T1 BC560 Eingangstransistor, Diff-Amp mit T3
T2 BC560 Konstantstromquelle T1,3
T3 BC560 Gegenkopplungstransistor, Diff-Amp mit T1
T4 BD442 Konstantstromquelle T5
T5 BD441 Treibertransistor
T6 BD441 Ruhestromeinstellung / Temp-Korrektur T7, 8
T7 BCX33B Endtransistor
T8 BDX34B Endtransistor
D1-8 1N4148 Kurzschlusssicherung

Widerstände
R1 22k Basisableitwiderstand
R2 470 Ohm Schwingschutz mit C4
R3 470 Ohm Ruhestrom T1, 2, 3
R4 2,2k Entlade C3
R5 1k Teiler Gegenkopplung
R6 470 Ohm Arbeitswiderstand T1
R7 2,2k Spannungsabführung LED
R8 100 Ohm Begrenzung Höhendämpfung C3
R9 100 Ohm Ruhestrom T5
R10 1,8k Basisteiler von T6
R11 500 Ohm Einsteller Ruhestrom T7, 8
R12 390 Ohm Basisteiler von T6
R13 10 Ohm Verstärkungsbegrenzung T5, Schwingschutz
R14 2x 0,33Ohm 2,5W Arbeitspunktstabilisierung T7
R15 2x 0,33Ohm 2,5W Arbeitspunktstabilisierung T8
R16 18k Gegenkopplungs-Hauptwiderstand
R17 10 Ohm 2W Boucherot-Widerstand
R18 1k Begrenzung Höhendämpfung

Kondensatoren
C1 4,7 MüF Toneinkopplung (rund 0,775V, 20Hz –0.03dB)
C2 100 MüF 25V bip Gegenkopplung (20Hz –0.027dB)
C3 22 MüF Entrauscher LED
C4 33pF Schwingschutz
C5 10 MüF Tonüberbrückung T6
C6 100 nF Boucherot-Kondensator
C7 47p Höhenbegrenzung (20kHz –0.073dB)

[admin]

Pandora began designing its beloved charms in the year 2000. Each charm has a meaning, some times many meanings, one from its designer and more lent to it by the person who wears and loves it. Whether it’s a celebration of colour or pattern or a tribute to a country, occasion, activity or most importantly, a person, each charm is designed to tell the personal story of its wearer while showcasing their unique style. Our charms are worn with love on bracelets and necklaces; created especially to be worn in ways unique to those who wear them.
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google
Pandora Jewelry Becomes Google